改進(jìn)型全橋移相ZVS-PWM DC/DC變換器

摘要：介紹了一種能在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)的改進(jìn)型全橋移相ZVS－PWM DC/DC變換器。在分析其開關(guān)過程的基礎(chǔ)上，得出了實(shí)現(xiàn)全負(fù)載范圍內(nèi)零電壓開關(guān)的條件，并將其應(yīng)用于一臺48V/6V的DC/DC變換器。

關(guān)鍵詞：全橋DC/DC變換器；零電壓開關(guān)；死區(qū)時間

0 引言

移相控制的全橋PWM變換器是在中大功率DC/DC變換電路中最常用的電路拓?fù)湫问街?。移相PWM控制方式利用開關(guān)管的結(jié)電容和高頻變壓器的漏電感作為諧振元件，使開關(guān)管達(dá)到零電壓開通和關(guān)斷。從而有效地降低了電路的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲，減少了器件開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開關(guān)頻率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的條件。同時保持了電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡潔、控制方式簡單、開關(guān)頻率恒定、元器件的電壓和電流應(yīng)力小等一系列優(yōu)點(diǎn)。

移相控制的全橋PWM變換器存在一個主要缺點(diǎn)是，滯后臂開關(guān)管在輕載下難以實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，使得它不適合負(fù)載范圍變化大的場合[1]。電路不能實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)時，將產(chǎn)生以下幾個后果：

1）由于開關(guān)損耗的存在，需要增加散熱器的體積；

2）開關(guān)管開通時存在很大的di/dt，將會造成大的EMI；

3）由于副邊二極管的反向恢復(fù)，高頻變壓器副邊漏感上的電流瞬變作用，在二極管上產(chǎn)生電壓過沖和振蕩，所以，在實(shí)際應(yīng)用中須在副邊二極管上加入R－C吸收。

針對上述問題，常見的解決方法是在變壓器原邊串接一個飽和電感L_s，擴(kuò)大變換器的零電壓開關(guān)范圍[2][3]。但是，采用這一方法后，電路仍不能達(dá)到全工作范圍的零電壓開關(guān)。而且，由于飽和電感在實(shí)際應(yīng)用中不可能具有理想的飽和特性，這將會導(dǎo)致：

1）增加電路環(huán)流，從而增加變換器的導(dǎo)通損耗；

2）加重了副邊電壓占空比丟失，從而增加原邊電流及副邊二極管電壓應(yīng)力；

3）飽和電感以很高的頻率在正負(fù)飽和值之間切換，磁芯的損耗會很大，發(fā)熱嚴(yán)重。

改進(jìn)型全橋移相ZVS-PWMDC/DC變換器是針對上述缺點(diǎn)所提出的一種電路拓?fù)鋄4][5][6]。它通過在電路中增加輔助支路，使開關(guān)管能在全部負(fù)載范圍內(nèi)達(dá)到零電壓開關(guān)，它在小功率（3kW）電路中具有明顯的優(yōu)越性。由于在移相控制的全橋PWM變換器中，超前臂ZVS的實(shí)現(xiàn)相對比較簡單，所以本文將不分析超前臂的開關(guān)過程，而著重分析滯后臂在增加了輔助支路以后的開關(guān)過程及其實(shí)現(xiàn)ZVS的條件。

1 改進(jìn)型全橋移相ZVS-PWM DC/DC變換器

1.1 電路拓?fù)?

圖1所示是一種改進(jìn)型全橋移相ZVS-PWM DC/DC變換器，與基本的全橋移相PWM變換器相比，它只在滯后臂增加了由電感Lrx及電容Crx兩個元件組成的一個輔助支路。

圖1 電路拓?fù)?

在由L_rx及C_rx組成的輔助諧振支路中，電容C_rx足夠大，其上電壓V_Crx應(yīng)滿足

V_Crx≈V_in（1）

則電感L_rx上得到的是一個占空比為50％的正負(fù)半周對稱的交流方波電壓，其幅值為V_in/2。電感上的電流峰值I_Lrx(max)為

I_Lrx(max)=（2）

式中：V_in為輸入直流電壓；

T_s為開關(guān)周期。

電路采用移相控制方式，它的主電路工作原理也和基本的全橋PWM變換器完全一樣。而輔助支路的存在，可以保證滯后臂開關(guān)管在全部負(fù)載范圍內(nèi)的零電壓開通和關(guān)斷。

1.2 電路運(yùn)行過程分析

由于移相控制的全橋PWM電路在很多文獻(xiàn)上已經(jīng)有了詳細(xì)的探討，所以本文不具體地分析其工作過程，只討論滯后臂開關(guān)管的開關(guān)過程及其達(dá)到零電壓開關(guān)的條件。為了便于分析，假設(shè)：

——所有功率開關(guān)管及二極管均為理想器件；

——所有電感及電容均為理想元件；

——考慮功率開關(guān)管輸出結(jié)電容的非線性，有C₁=C₂=C₃=C₄=（4/3）C_oss，并記C₃＋C₄=C；

——考慮變壓器的漏感L_lk；

——由于電感L_rx及電容C_rx足夠大，可以認(rèn)為電感L_rx上電流i_Lrx在死區(qū)t_d內(nèi)保持不變。

1）t₀時刻之前

在t₀時刻之前，如圖2所示，變壓器原邊二極管D₁，開關(guān)管S₃，變壓器副邊二極管D₅處于導(dǎo)通狀態(tài)，變壓器原邊電流ip通過二極管D₁和開關(guān)管S₃流通，并在輸出電壓nV_o的作用下線性下降，電路處于環(huán)流狀態(tài)，實(shí)際電流方向與電流參考方向相反。在t₀時刻，變壓器原邊電流i_p(t₀)為

i_p(t₀)==－I₁（3）

式中：I₁是副邊輸出濾波電感L_f電流最小值反射到原邊的電流值，顯然，I₁的大小取決于負(fù)載情況。

圖2 電路主要波形（死區(qū)時間被放大）

圖中下標(biāo)（Ⅰ）：i_p(t_d)≤I₁時，（Ⅱ）：i_p(t)=I₁（t≤t_d時）

此時，輔助支路電感L_rx上電流I_Lrx(t₀)為

i_Lrx(t₀)=I_Lrx(max)（4）

2）t₀～t₁時間段

在t₀時刻，開關(guān)管S₃在電容C₃及C₄的作用下零電壓關(guān)斷。從t₀時刻開始，電路開始發(fā)生LC諧振，使C₃充電，C₄放電，此階段等效電路如圖3所示，其中C為C₃與C₄的并聯(lián)，變壓器原邊電壓及電流為v_p和i_p，電容C上的電壓及電流為v_c和i_c。在這時間段分別為

圖3 t₀～t₁時間段電路等效拓?fù)?

v_p=L_lk（5）

i_c=C（6）

v_p＋v_c=V_in（7）

i_p－i_c=I_Lrx(max)（8）

初始條件為

i_p(t₀)=－I₁，v_c(t₀)=V_in

解方程式，并代入初始條件可得

i_p=－(I_Lrx(max)＋I₁)cosωt＋I_Lrx(max)（9）

v_p=(I_Lrx(max)＋I₁)sinωt（10）

v_c=V_in－(I_Lrx(max)＋I₁)sinωt（11）

i_c=－(I_Lrx(max)＋I₁)cosωt（12）

式中：ω=1/為諧振角頻率。

這一諧振過程直到t₁時刻，電容C₄上的電壓諧振到零，二極管D₄自然導(dǎo)通，這一過程結(jié)束。這一時間段長度為

t₁=arcsin（13）