使用有源匹配電路改善寬帶全差分放大器的噪聲性能

表3：掃描增益50Ω有源匹配元件值和ISL55210噪聲分析。

第一行值接近匹配表2最后一行中的較前結(jié)果。這些電阻值對(duì)任何電壓反饋FDA來(lái)說(shuō)都是正確的，而輸出噪聲和噪聲系數(shù)是使用ISL55210輸入點(diǎn)噪聲數(shù)字預(yù)測(cè)的。正常情況下，提高增益將降低以輸入為參考的噪聲，代價(jià)是帶寬減小，如同增加噪聲增益(V/V)的表現(xiàn)一樣。仍然使用圖1所示的5V/V增益設(shè)計(jì)，但刪除Rt元件并使用表3第一行的值，可以得到圖4所示的仿真電路。

圖4：增益為5V/V、輸入阻抗為50Ω、使用寬帶FDA的有源匹配電路。

當(dāng)這個(gè)電路中的噪聲增益=3.5V/V時(shí)，這個(gè)4GHz增益帶寬器件將實(shí)現(xiàn)>1GHz的帶寬。雖然這里的仿真非常精確，但在寬范圍的增益和輸入阻抗下這個(gè)電路也可以方便地用ISL55210-ABEV1Z有源平衡不平衡評(píng)估板進(jìn)行測(cè)試。

圖5：圖4所示仿真電路的Vout/Vin頻率響應(yīng)曲線。

注意這種仿真有非常精細(xì)的刻度，圖中顯示從1MHz至1GHz范圍內(nèi)0.3dB的滾降，其中低頻滾降取決于阻塞電容。一次最終檢查是查看輸入阻抗，確認(rèn)共模反饋環(huán)路實(shí)際是否將14.3Ω Rg1轉(zhuǎn)換為接近50Ω的電路。如果電路工作正常，將圖4仿真電路修改為帶并聯(lián)50Ω電阻的電流源輸入，并用交流仿真探測(cè)輸入電壓，結(jié)果將接近25Ω。將這個(gè)數(shù)據(jù)整合進(jìn)朝Rg1看的阻抗可以得到圖6。仿真得到的響應(yīng)接近匹配期望的50Ω，并且隨著共模環(huán)路帶寬的滾降，更高頻率點(diǎn)的阻抗也更高。這種匹配在直到1GHz范圍內(nèi)都超過(guò)34dB反射損耗——頻率遠(yuǎn)高于以前的FDA。這個(gè)仿真結(jié)果非常匹配測(cè)量這個(gè)電路得到的輸入阻抗(參考文獻(xiàn)6)。

圖6：圖4采用電流源輸入時(shí)的輸入阻抗。

本文小結(jié)

在高動(dòng)態(tài)范圍的信號(hào)處理設(shè)計(jì)中，寬帶FDA為單端轉(zhuǎn)換差分電路提供了有用的電路模塊。接地端接元件的閉環(huán)解決方案能夠用來(lái)方便地評(píng)估在這個(gè)元件和串聯(lián)電阻間分割成求和點(diǎn)時(shí)的折衷手段。增加Rt元件會(huì)減小其它電阻值(針對(duì)固定的目標(biāo)輸入匹配和增益)，進(jìn)而擴(kuò)展帶寬并降低噪聲。在這個(gè)限制條件下，刪除Rt，同時(shí)只依賴于Rg1元件和共模環(huán)路來(lái)設(shè)置輸入阻抗可以幫助任何電壓反饋FDA實(shí)現(xiàn)最低的噪聲和最寬的帶寬響應(yīng)。這種應(yīng)用在使用具有非常高帶寬共模環(huán)路的FDA時(shí)性能最好。這種方法有可能用來(lái)替代射頻放大器的單端I/O+平衡不平衡解決方案，代之以這種有源平衡不平衡配置的ISL55210。與負(fù)載和源阻抗相隔離的平衡不平衡設(shè)計(jì)相比，這種設(shè)計(jì)有更多的好處。從本文提供的簡(jiǎn)單設(shè)計(jì)公式可以看出只需改變4個(gè)電阻值，因此在輸入阻抗和增益方面有相當(dāng)大的設(shè)計(jì)靈活性。