基礎(chǔ)知識之運算放大器

運算放大器(Operational Amplifier)是一種差分放大器，具有高輸入電阻、低輸出電阻、高開放增益（開環(huán)增益），并具有可放大+輸入引腳與-輸入引腳間的電壓差的功能。 每個電路由正側(cè)電源引腳、負側(cè)電源引腳、+輸入引腳、-輸入引腳、輸出引腳等5個引腳構(gòu)成。

• 通常電源、輸入、輸出分類以外的引腳名稱未進行統(tǒng)一

運算放大器、比較器的圖解符號

運算放大器的電源引腳名稱示例

運算放大器要求的功能有高輸入電阻（阻抗）和低輸出電阻。 在下圖【電壓控制電壓源放大器模型】中，輸入電壓和輸出電壓的關(guān)系如以下公式所示。

電壓控制電壓源放大器模型

信號電壓Vs是通過電阻分壓由信號源電阻Rs和運算放大器的輸入電阻Ri分壓而得，因此衰減的信號被輸入運算放大器。 但是，當Ri遠遠大于Rs(Ri=∞)時，公式的第1項可視作近似于1、Vs=Vi。 關(guān)于以下第2項，放大了的輸入電壓AvVi被運算放大器的輸出電阻Ro和負載電阻RL分壓輸出。 此時，當Ro遠遠小于RL(Ro=0)時，第2項可近似于1，信號可在不衰減的狀態(tài)下輸出。 這樣的運算放大器被稱為理想運算放大器。 一般希望運算放大器具有高輸入電阻、低輸出電阻，盡量設(shè)計為接近理想運算放大器的電路結(jié)構(gòu)。

信號電壓Vs是通過電阻分壓由信號源電阻Rs和運算放大器的輸入電阻Ri分壓而得，因此衰減的信號被輸入運算放大器。 但是，當Ri遠遠大于Rs(Ri=∞)時，公式的第1項可視作近似于1、Vs=Vi。 關(guān)于以下第2項，放大了的輸入電壓AvVi被運算放大器的輸出電阻Ro和負載電阻RL分壓輸出。 此時，當Ro遠遠小于RL(Ro=0)時，第2項可近似于1，信號可在不衰減的狀態(tài)下輸出。 這樣的運算放大器被稱為理想運算放大器。 一般希望運算放大器具有高輸入電阻、低輸出電阻，盡量設(shè)計為接近理想運算放大器的電路結(jié)構(gòu)。

運算放大器按其放大率放大引腳間的電壓差，因此輸出電壓表示如下。

當運算放大器的開放增益Av足夠大時，可視為左邊近似于0、Vs=VOUT。 增益較低時，公式左邊不可近似于0，這樣，輸出電壓會發(fā)生誤差。 之所以希望運算放大器有高開放增益，是因為通過該增益可盡量縮小輸出電壓誤差。 高開放增益從其他角度來看，意味著應(yīng)盡量減小+輸入引腳和-輸入引腳間的電位差。即，開放增益越大，VIN+=VIN-的關(guān)系成立的可能性就越大。該+輸入引腳和-輸入引腳的電位基本相等的關(guān)系被稱為虛短、虛斷或虛擬接地。 構(gòu)成負反饋電路使用時，該關(guān)系成立，可利用虛擬接地的特性設(shè)計應(yīng)用電路。

比較器(Voltage Comparator)的引腳結(jié)構(gòu)與運算放大器相同，即由+輸入引腳、-輸入引腳、正側(cè)電源引腳、負側(cè)電源引腳、輸出引腳等5個引腳構(gòu)成。 該電路使用任一輸入引腳為基準引腳來固定電壓，放大該基準電壓與輸入另一個引腳的電壓間的差，輸出High或Low。

+輸入引腳的電位 > -輸入引腳的電位成立時，輸出High級 -輸入引腳的電位 > +輸入引腳的電位成立時，輸出Low級

運算放大器與比較器的很大差異是有無相位補償電容。 由于運算放大器構(gòu)成負反饋電路使用，因此需要在IC內(nèi)部設(shè)置防振相位補償電容。 而比較器未構(gòu)成負反饋電路，因此未內(nèi)置相位補償電容。 由于相位補償電容限制了輸入-輸出間的響應(yīng)時間，因此無相位補償電容的比較器具有比運算放大器更好的響應(yīng)性。 另一方面，根據(jù)該相位補償電容的有無，將運算放大器作為比較器使用時，因受相位補償電容限制，其響應(yīng)性遠遠低于比較器。 運算放大器作為比較器使用時需要注意。

運算放大器比較器基礎(chǔ)

運算放大器的內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)如下所示。

一般由輸入段、增益段、輸出段等3段電路構(gòu)成。輸入段由差分放大段構(gòu)成，用于放大兩個引腳間的電壓差。 另外，同相信號成分（引腳間無電位差，輸入相等電壓的狀態(tài)）不放大，起抵消作用。若僅靠該差分放大電路，則增益不足，因此使用增益段進一步增加運算放大器的開放增益。普通運算放大器的增益段間連接了防振相位補償電容。為了避免因受輸出引腳上連接的電阻等的負載的影響使運算放大器的特性發(fā)生變化，作為緩沖器連接了輸出段。負載引起的輸出特性的變化（失真、電壓下降等）主要由輸出段的電路結(jié)構(gòu)和電流能力決定。

一般輸出段的種類有A類、B類、C類、AB類輸出電路，這是根據(jù)輸出電路中流動的驅(qū)動電流量（偏壓的差別）進行分類的。根據(jù)驅(qū)動電流量的不同，輸出段發(fā)生的失真系數(shù)水平會發(fā)生變化。一般電路失真的順序從小到大依次為A類、AB類、B類、C類。

比較器的電路結(jié)構(gòu)如下所示。 電路結(jié)構(gòu)基本與運算放大器相同，但由于未考慮構(gòu)成負反饋電路使用的情況，因此未內(nèi)置防振用相位補償電容。 由于相位補償電容可限制輸入輸出間的工作速度，因此與運算放大器相比，響應(yīng)時間明顯提高。 比較器的輸出電路形式主要分為集電極開路（漏極開路）型和推挽輸出型。 雖表示為BA10393的內(nèi)部等效電路，不過這也是集電極開路型的輸出電路。

根據(jù)輸入/輸出電壓范圍的差異，運算放大器（運放）大致分為“雙電源運算放大器”、“單電源運算放大器”、“軌到軌運算放大器”三種類型。每種運算放大器的輸入/輸出電壓范圍如下圖所示：

由于運算放大器通常會放大接近0V的微小信號，因此當雙電源運算放大器需要0V的輸入時，就需要將VEE設(shè)置為負1.5V以下。正因為此，在大多數(shù)情況下需要使用負電源，并且需要正負兩種電源，故被稱為“雙電源運算放大器”。

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當輸入接近0V的信號時，如果使用雙電源（通用）運算放大器，就需要負電壓；而單電源運算放大器是一種無需使用此負電壓也可以輸入的運算放大器。因其可以檢測到接地電平的輸入信號，故也被稱為“接地檢測運算放大器”。

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隨著近年來節(jié)能化趨勢的發(fā)展，采用低壓驅(qū)動方式的設(shè)備越來越多。運算放大器也同樣需要在低電壓下工作，但是如果VCC電壓降至5V附近，則單電源運算放大器只能輸入最高比VCC低1.5V的電壓，存在不便之處。于是，出現(xiàn)了即使輸入電壓從VEE到VCC波動也可以正常工作的軌到軌運算放大器。

因其可以在電源電壓（VEE～VCC）范圍內(nèi)進行輸入/輸出，故也被稱為“輸入/輸出滿擺幅運算放大器”。

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如欲了解各種運算放大器的應(yīng)用電路示例，請參閱以下鏈接中的應(yīng)用指南。

• 運算放大器的應(yīng)用電路示例（應(yīng)用指南）

隨著產(chǎn)品的電子化和高密度化發(fā)展，噪聲環(huán)境變得越來越差，對于放大傳感器等微小信號的運算放大器來說，降噪對策已經(jīng)成為重要課題。 近年來，已經(jīng)推出了很多抗雜訊運算放大器，市場對這類產(chǎn)品的需求也與日俱增。在這里介紹一下這些噪聲的定義。

噪聲通常被稱為“EMC（Electromagnetic Compatibility，電磁兼容性）”，是指“不對其他設(shè)備產(chǎn)生噪聲干擾；即使受到來自其他設(shè)備的噪聲干擾，仍保持原有的性能”這兩種性能。但是，在現(xiàn)場中具體使用時，使用“EMI”和“EMS”這兩種由EMC分類出來的表達方式。

EMI是用來衡量對象產(chǎn)品的運行產(chǎn)生多少噪聲、是否給外圍IC和系統(tǒng)帶來問題的指標?！傲己玫腅MI特性”意味著產(chǎn)生的噪聲很少。 運算放大器的噪聲被稱為“等效輸入噪聲電壓”，是由電路和工藝因素引發(fā)的。該噪聲在放大信號時成為誤差電壓，并影響放大的精度。

ROHM擁有豐富的低噪聲運算放大器產(chǎn)品陣容。如欲獲取詳細信息，請點擊產(chǎn)品頁面。

• 高性能CMOS接地檢測低噪聲運算放大器 （產(chǎn)品搜索）
• 低噪聲運算放大器 （產(chǎn)品搜索）

噪聲干擾可能會引發(fā)IC或設(shè)備發(fā)生誤動作。 EMS是用來衡量對象產(chǎn)品即使受到噪聲干擾也不會發(fā)生誤動作的能力和抵抗力的指標。因此，“良好的EMS特性”意味著不容易受到噪聲的影響。 在運算放大器行業(yè)，“EMS特性良好且不易受噪聲影響”這一特性，因其具有出色的抗外部噪聲電磁干擾（EMI）能力而被表述為“抗EMI性能優(yōu)異/出色”“抗電磁干擾能力好。

“EMS特性良好” = “抗EMI性能出色”換句話說，抗EMI性能出色的運算放大器是指不易受外部噪聲影響的運算放大器。

ROHM還擁有抗EMI性能出色的運算放大器產(chǎn)品陣容。

• 抗EMI性能出色的接地檢測運算放大器 （產(chǎn)品搜索）
• 抗EMI性能出色的Rail-to-Rail運算放大器 （產(chǎn)品搜索）

若給放大電路的輸入增加電壓，則在其輸出時，會出現(xiàn)輸入電壓放大率的倍數(shù)。該放大率用輸出電壓的大小除以輸入電壓的大小所得的值表示。 若將輸入電壓表示為Vs 、輸出電壓表示為Vo 、放大率表示為Av，則可定義如下。

放大率常用對數(shù)的20倍用分貝[dB]單位表示。 例如，運算放大器的開放增益為100000倍(105倍)時，可將其用分貝表示如下。

這樣，即使是有10的多個次方的龐大放大率，若使用分貝表示，就可表示為較小數(shù)值100[dB]。 另外，以下整理了表示模擬電路所需的各種單位。

(a) dB ： 2個量之比的對數(shù)的10倍或20倍。

(b) Vp-p ： 波形的最大值與最小值之差。

? Vrms ： 有效值 平方均值的平方根。

(d) dBV ： 以1Vrms為基準的表達式。

(e) dBm ： 以對某負載產(chǎn)生1mW的功率的電壓為基準。 普通負載的值多為50Ω、600Ω等。

(f) oct ： 為“倍頻程”，1oct表示某頻率的2倍的值。

-6dB/oct表示頻率為2倍時，降低6dB。

(g) dec ： 為“十倍頻程”，1dec表示某頻率的10倍。

-20dB/oct表示頻率為10倍時，降低20dB。

※根據(jù)(f)、(g)、 -6dB/oct= -20dB/dec。

(h) dB（分貝）計算基礎(chǔ)

輸入偏置電壓是指有差分輸入電路的運算放大器或比較器帶有的誤差電壓。理想運算放大器或比較器的偏置電壓為0V。 給運算放大器或比較器的輸入引腳輸入同相（相同）電壓時，理想運算放大器不會輸出偏置電壓，但存在輸入偏置電壓時，就會輸出與輸入偏置電壓相應(yīng)的輸出電壓。 將該輸出電壓控制為0V所需的輸入引腳間的電壓差被稱為輸入偏置電壓，該值為輸入換算值。 作為輸入換算表示的優(yōu)點是，由于運算放大器、比較器可在各種放大率或電路結(jié)構(gòu)中使用，若作為輸入換算電壓表示，那么就可以輕松地估量其對輸出電壓的影響。 偏置電壓的單位一般表示為[mV]或[μV]。 值越接近0越趨于理想狀態(tài)。

在同相輸入范圍外的領(lǐng)域，偏置電壓急劇增加，此領(lǐng)域內(nèi)不再作為運算放大器或比較器進行工作。 另外，對偏置電壓的出現(xiàn)頻率進行觀測，發(fā)現(xiàn)其以0V為中心正常分布。 即，在規(guī)定范圍內(nèi)隨機分布。 通常，規(guī)格值的表示以絕對值記載，因此實際上具有+極性和-極性兩種偏置電壓。

轉(zhuǎn)換速率是表示運算放大器的工作速度的參數(shù)。 表示輸出電壓在規(guī)定的單位時間可變化的比例。 例如，1[V/μs]表示在1[μs]內(nèi)可使電壓發(fā)生1[V]的波動。 理想運算放大器可忠實地輸出任何輸入信號對應(yīng)的輸出信號，但實際上還存在一種叫做轉(zhuǎn)換速率的限制。 給輸入施加上升沿和下降沿比較陡峭的矩形波脈沖時，表示輸出電壓在單位時間內(nèi)可發(fā)生什么程度的變化。下圖表示轉(zhuǎn)換速率的定義。

【轉(zhuǎn)換速率測量電路和波形圖】

上升沿和下降沿的轉(zhuǎn)換速率按下式計算。

轉(zhuǎn)換速率按“上升沿”或“下降沿”中較慢的一方為基準進行規(guī)定。 因此，表示運算放大器輸出信號的斜率的最大值。 對于波動更劇烈的信號，輸出波形難以跟隨而發(fā)生變形。構(gòu)成放大電路時，轉(zhuǎn)換速率是輸出變化的比例，因此不會發(fā)生變化。

運算放大器用于直流、交流兩者的信號放大。 運算放大器受響應(yīng)速度限制，并非可處理任何信號。 在上圖所示的電壓跟隨器結(jié)構(gòu)中，直流電壓輸入受到輸入電壓范圍和輸出電壓范圍的限制。 此外，帶有頻率的交流信號還受到增益帶寬積和轉(zhuǎn)換速率的制約。

此處對振幅與頻率的關(guān)系，即轉(zhuǎn)換速率加以考慮。 求運算放大器可輸出的最大頻率。

【正弦波】

求輸出右圖所示波形所需的轉(zhuǎn)換速率。

轉(zhuǎn)換速率是正弦波的切線的斜率，故對上式進行微分。

轉(zhuǎn)換速率為

再者，正弦波的振幅是峰間值，VPP=2A，因此，可進行如下變形。

該頻率f被叫做全功率帶寬。 它們處于運算放大器未設(shè)定放大率的狀態(tài)，即電壓跟隨器中運算放大器的可輸出振幅（在輸出電壓范圍內(nèi)）與頻率的關(guān)系。

例）在SR=1V/μs的運算放大器中，可輸出1VPP信號的頻率為

振幅保持不變且超過上述求得的頻率時，波形受轉(zhuǎn)換速率限制，正弦波變?yōu)槿遣?，發(fā)生失真。

運算放大器是具有高電壓增益的放大器，但幾乎不是運算放大器單體進行放大。 原因是開環(huán)增益存在偏差，或帶寬較窄，難以控制放大率。 因此，一般構(gòu)成負反饋電路后使用。 下圖表示負反饋系統(tǒng)的模型。

構(gòu)成負反饋電路可舉出以下幾個優(yōu)點。

[構(gòu)成負反饋電路的優(yōu)點]

• 放大電路的增益固定的領(lǐng)域（帶寬）可得到擴展
• 由于構(gòu)成了負反饋電路，使運算放大器的開環(huán)增益的偏差影響變小
• 可抑制失真

首先求出該模型的輸入與輸出的關(guān)系，即傳遞函數(shù)。

AO ： 運算放大器開環(huán)增益

β ： 反饋率

1+βA(s) ： 反饋量

環(huán)路增益 ： βA(s)

另外如下式所示，運算放大器具有1階滯后傳遞函數(shù)。

上圖的頻率特性用上式關(guān)系進行了解釋。 可以發(fā)現(xiàn)，由于采用了負反饋，增益變小，變?yōu)榉答伭康?1/(1+βAO)，帶寬從ωO擴大到了 ωO(1+βAO)。

在輸入與輸出的傳遞函數(shù)公式中，假設(shè)運算放大器的開環(huán)增益足夠大，即AO?1，則低頻的負反饋電路的增益可近似于1/β。 即運算放大器的開環(huán)增益較大時，反饋電路的增益與運算放大器的增益無關(guān)，僅由反饋率決定。 同樣，反相放大器等的放大電路的低頻放大率僅由外置電阻決定。 另外，運算放大器的開環(huán)增益足夠大即AO?1 時，即便因溫度特性或制造偏差而使運算放大器的開環(huán)增益多少發(fā)生變動，所受的影響也比較小。

下圖表示含有誤差要素的反饋電路。 此處將運算放大器中發(fā)生的誤差要素表示為VD。 含有失真、誤差電壓、噪音等要素。

下式表示含有失真的傳遞函數(shù)。 如公式所示，增益A(s)越大 VD項越小，這樣可抑制誤差。

相反，構(gòu)成負反饋電路可舉出以下幾個缺點。

[構(gòu)成負反饋電路的缺點]

與開環(huán)增益相比，電路的放大率降低。 反饋使電路變得易振蕩。

絕對最大額定項目是指即便是瞬間性的也是不可超越的條件。 施加了超過絕對最大額定值的電壓或在絕對最大額定值規(guī)定的溫度環(huán)境外使用時，可能會導(dǎo)致IC的特性退化或損壞。 對運算放大器、比較器規(guī)定的絕對最大額定值的項目的意義加以說明。

絕對最大額定電源電壓是指，保證內(nèi)部電路的特性無退化、無損壞的前提下，運算放大器的正側(cè)電源引腳(VCC引腳)和負側(cè)電源引腳(VEE引腳)間可施加的最大電源電壓。 表示絕對最大額定電源電壓為36V的運算放大器、比較器中可施加的電源電壓示例。

絕對最大額定電源電壓表示 VCC引腳與VEE引腳間的電壓差，使用時需要避免使 (VCC-VEE)的值超出絕對最大額定電源電壓值。 因此，給 VCC引腳施加24[V]、給VEE引腳施加-12[V]時，引腳間的電壓差為36V，不會產(chǎn)生特性退化或損壞的問題。 必須注意的是，絕對最大額定電源電壓與工作電源電壓的含義不同。 絕對最大額定電源電壓是表示不引起IC特性退化或損壞的范圍內(nèi)可施加的最大電源電壓值，并非可維持規(guī)格、特性的電壓范圍。 為了發(fā)揮規(guī)格中保證的特性，需要使用工作電源電壓范圍內(nèi)的電壓值。 但是，有些產(chǎn)品也存在絕對最大額定電源電壓與工作電源電壓的最大值相同的情況。

差分輸入電壓是指+輸入引腳（非反向輸入引腳）與-輸入引腳（反向輸入引腳）間在IC的特性無退化、無損壞的前提下可施加的最大電壓值。 該電壓既可以+輸入引腳為基準，也可以-輸入引腳為基準，表示兩個引腳間的電壓差。極性并非那么重要。 但是前提是各輸入引腳的電位大于VEE引腳的電位。 原因是IC內(nèi)置靜電破壞保護元件，當輸入引腳的電位低于VEE時，電流會通過靜電破壞保護元件從引腳流出，從而可能導(dǎo)致IC的特性退化或損壞。 保護元件的形式有2種，下圖左側(cè)的輸入引腳與VEE(GND)間連接的情況，和右側(cè)輸入引腳與VCC、VEE(GND)兩者連接的情況。 前者因VCC側(cè)不存在電流流經(jīng)的路徑，因此差分電壓與VCC的值無關(guān)，而由輸入引腳上連接的晶體管（NPN晶體管、PNP晶體管等）的耐壓等決定。 后者因VCC側(cè)也有保護元件，且輸入引腳需要VCC以下的電位，因此，差分輸入電壓由VCC-VEE或VDD-VEE決定。

運算放大器中使用了NPN差分輸入段，為了對晶體管的基極-發(fā)射極間進行保護，有時會在輸入引腳間連接鉗位二極管，也有規(guī)定幾伏差分輸入電壓的產(chǎn)品。

絕對最大額定值的同相輸入電壓是指，將+輸入引腳（非反向輸入引腳）與-輸入引腳（反向輸入引腳）設(shè)定為相同電位的狀態(tài)下，在IC特性無退化、無損壞的前提下可施加的最大電壓值。 絕對最大額定值的同相輸入電壓與電氣特性項目中的同相輸入電壓范圍不同，并不保證IC的正常工作。 期望IC進行正常工作時，需要滿足電氣特性項目的同相輸入電壓范圍。 一般絕對最大額定值的同相輸入電壓為VEE-0.3[V]、VCC+0.3[V]，而VCC側(cè)沒有保護元件的產(chǎn)品不受電源電壓限制，可施加絕對最大額定值的電源電壓(VEE+36V等）。 這樣，同相輸入電壓由輸入引腳的保護電路結(jié)構(gòu)、寄生元件、輸入晶體管的耐壓等決定。 另外，VEE-0.3V或VCC+0.3V的0.3V表示對靜電破壞保護元件(二極管)施加正向電壓時元件不工作的電壓范圍。

在“差分輸入電壓”和“同相輸入電壓”中，輸入低于VEE-0.3V或高于VCC+0.3V的電壓時，電流可能流入或流出輸入引腳，使IC特性退化或損壞。 防止發(fā)生此問題的方法有兩種，一種是在輸入引腳設(shè)置鉗位用正向電壓小型二極管，另一種是插入電阻，限制輸入引腳中流動的電流。 第一種方法是限制輸入IC的電壓，第二種方法是限制電流。 請設(shè)置電阻使輸入電流小于10mA。VF是二極管的正向電壓，約為0.6V。

工作溫度范圍是指可維持IC所期待的功能，進行正常工作的范圍。 IC的特性會因溫度的不同而發(fā)生變動。 因此，未作特別指定時，25℃環(huán)境下規(guī)定的規(guī)格值不能保證不變。 作為保證溫度范圍的項目，有全溫度范圍保證項目。 這是工作溫度范圍內(nèi)考慮了IC特性變動的規(guī)格值。

最大接合部溫度是指半導(dǎo)體工作的最大溫度。 另外，接合是指PN接合。 芯片溫度高于規(guī)定的最大接合溫度時，在半導(dǎo)體結(jié)晶中生成多個電子孔對，芯片再不可作為元件正常工作。 因此，使用和進行熱設(shè)計時，需要考慮IC消耗的功率引起的散熱或環(huán)境溫度。 最大接合部溫度由制造工藝決定。 保存溫度范圍表示IC在不工作的狀態(tài)，即無消耗功率的狀態(tài)下保存環(huán)境的最大溫度。 一般與最大接合部溫度的值相同。

容許損耗（總損耗）PD表示環(huán)境溫度Ta=25℃(常溫)時IC可消耗的功率。 IC消耗功率時會自發(fā)熱，因此芯片溫度比環(huán)境溫度高。 由于芯片容許溫度由最大接合部溫度決定，因此，可消耗功率受減熱曲線（降額曲線）限制。 封裝內(nèi)的IC芯片在25℃環(huán)境下的容許損耗由容許溫度（最大接合部溫度）與封裝的熱電阻（散熱性）決定。 而接合溫度的最大值由制造工藝決定。

IC的功率消耗產(chǎn)生的熱通過封裝的模具樹脂或引線框等散熱。 表示該散熱性（散熱難易度）的參數(shù)被稱為熱電阻，用符號θj-a[℃/W]表示。 可根據(jù)該熱電阻推測封裝內(nèi)部的IC溫度。 下圖表示封裝的熱電阻模型。θj-a表示芯片-外殼（封裝）間的熱電阻θj-c與外殼(封裝)-外部間的熱電阻θc-a之和。 只要知道了熱電阻θj-a、環(huán)境溫度Ta、消耗功率P的值，就可通過下式求出接合溫度。

下圖表示減熱曲線（降額曲線）的示例。 該曲線是表示在某環(huán)境溫度下IC可消耗多少功率的圖，表示IC芯片在不超出容許溫度的范圍內(nèi)可消耗的功率。 例如可考慮MSOP8的芯片溫度。 該IC的保存溫度范圍為-55[℃]～150[℃]，因此芯片的最大容許溫度為150[℃]。MSOP8的熱電阻為θj-a≒212.8[℃/W]，該IC在Ta=25[℃]，消耗0.58[mW]的功率時，接合溫度為

可以發(fā)現(xiàn)，由于已達到芯片的最大容許溫度，因此不能消耗更大的功率。 減熱曲線的每1[℃]的減少值由熱電阻的倒數(shù)決定。 此處，SOP8 ： 5.5[mW/℃] SSOP-B8 ： 5.0[mW/℃] MSOP8 ： 4.7[mW/℃]。