一種自適應(yīng)濾波D類(lèi)音頻功率放大器設(shè)計(jì)

摘要：設(shè)計(jì)了一個(gè)1.1W單通道自適應(yīng)濾波的D類(lèi)音頻功率放大器，該功率放大器采用雙邊對(duì)稱(chēng)三角波作為載波的PWM調(diào)制方式，有效降低功放的總諧波失真度。測(cè)試結(jié)果表明：在5V電源電壓下驅(qū)動(dòng)4Ω負(fù)載，可提供1.1W的額定輸出功率，效率高達(dá)90%。電路采用共模反饋的全差分放大輸入設(shè)計(jì)具有高噪聲抑制比，低靜態(tài)電流與較強(qiáng)的抗電源干擾EMI的特點(diǎn)。

引言

隨著便攜式電子產(chǎn)品的不斷發(fā)展，功率放大器的性能對(duì)產(chǎn)品的質(zhì)量有著重要的音響。傳統(tǒng)的線(xiàn)性功放(A、B、AB類(lèi))雖然有良好的線(xiàn)性度和 THD等性能，但都有共同的缺陷，效率都低于50%，功耗大，制約在便攜式產(chǎn)品上的應(yīng)用。而高效率、節(jié)能、低失真、體積小D類(lèi)功放越加受到人們青睞。

本文設(shè)計(jì)了一種自適應(yīng)濾波全差動(dòng)音頻放大器，電路2.5V-5.5V的寬電壓工作范圍，2.8mA的靜態(tài)電流，0.5uA的關(guān)斷電流，芯片內(nèi)部產(chǎn)生 250kHz的開(kāi)關(guān)頻率，帶共模反饋的全差分放大輸入，9mS的延時(shí)啟動(dòng)時(shí)間，能有效防止開(kāi)機(jī)浪涌電流產(chǎn)生的爆音干擾。該電路采用自適應(yīng)濾波結(jié)構(gòu)，具有高效率、低靜態(tài)電流與較強(qiáng)的抗電源干擾EMI的特點(diǎn)。

1 系統(tǒng)電路設(shè)計(jì)

本文提出了芯片系統(tǒng)如圖1所示，放大器內(nèi)部是由兩級(jí)全差分放大電路、PWM波形比較器、去尖峰邏輯電路、邏輯門(mén)驅(qū)動(dòng)輸出、延時(shí)啟動(dòng)電路、三角波產(chǎn)生電路、基準(zhǔn)和偏置電路、過(guò)載保護(hù)電路組成。

輸入差分信號(hào)經(jīng)過(guò)全差分放大器放大之后，與250kHz的三角波信號(hào)比較，產(chǎn)生了PWM波。在波形產(chǎn)生后，通過(guò)波形的整形和去尖峰電路，得到比較純凈的PWM波形。然后進(jìn)入H橋式驅(qū)動(dòng)電路輸出脈沖信號(hào)VO+，VO+驅(qū)動(dòng)揚(yáng)聲器發(fā)聲。

2 主要單元電路設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

2.1 輸入放大級(jí)

D類(lèi)功放的輸入放大信號(hào)是通過(guò)閉環(huán)的運(yùn)算結(jié)構(gòu)來(lái)實(shí)現(xiàn)的。這里使用了兩級(jí)全差分運(yùn)算放大器圖2所示，全差分運(yùn)放內(nèi)部結(jié)構(gòu)為第一級(jí)采用折疊式共源共柵運(yùn)放，第二級(jí)采用共源輸出級(jí)，并加入Miller補(bǔ)償，提高系統(tǒng)相位裕度。如圖3所示。

在高增益全差分放大器中，輸入級(jí)的差分MOS管和有源負(fù)載的失配會(huì)對(duì)使得全差分運(yùn)放的共模輸出電平不穩(wěn)定。因此為使全差分運(yùn)放的輸出共模電平的電位達(dá)到一個(gè)固定值，設(shè)計(jì)中加入了一個(gè)共模反饋網(wǎng)絡(luò)。圖3中OPAMP運(yùn)放的輸入端信號(hào)電位P582_G等于三角波信號(hào)Q2_B的中點(diǎn)電位。這個(gè)運(yùn)放在整個(gè)電路中構(gòu)成負(fù)反饋，那么該運(yùn)放的反相端電位Vout CM信號(hào)的電位等于同相端的電位P582_G。這樣，全差分共模輸出電位穩(wěn)定為電位P582_G。

第一級(jí)全差分運(yùn)放OPAMP1中，R3和R4是外部的元器件，內(nèi)部反饋電阻R908和R909電阻都為150kΩ。第一級(jí)全差分運(yùn)放的增益為：

第二級(jí)全差分運(yùn)放OPAMP2中，R808和R809阻值約為113kΩ，是內(nèi)部輸入電阻，R629和R771阻值約為240kΩ，是內(nèi)部反饋電阻。第二級(jí)全差分運(yùn)放的增益為：

整個(gè)電路的增益為20。

如果外部的電阻變化那么整個(gè)電路的增益為：

2.2 三角波振蕩電路

本文采用的三角波振蕩電路如圖4所示，主要包括振蕩核心電路，比較器和鎖存器等。輸入R182_MINUS信號(hào)提供一個(gè)接近1/2Vdd的電壓，這個(gè)電壓經(jīng)過(guò)運(yùn)放跟隨，加在R197上產(chǎn)生一個(gè)電流，這個(gè)電流經(jīng)過(guò)鏡像電流源鏡像給R176和R179支路，及P1634和N1637支路。當(dāng)三角波振蕩電路工作時(shí)，電容C44上的Vc的電位與V1、V2電位進(jìn)行比較，輸出控制P1634、N1637、P1635、N1636的開(kāi)斷。

當(dāng)VcV1V2時(shí)，S端為“0”、R端為“1”：Q端為“0”、QN端為“1”。P1634和N1636開(kāi)啟，N1637和P1635關(guān)閉，I1電流源對(duì)電容C44充電，Vc電位升高。I2電流源電流從N1636流出，使得I2電流源不會(huì)進(jìn)入線(xiàn)性區(qū)。

當(dāng)V1VcV2時(shí)，S端為“1”、R端為“1”；Q端保持為“0”、QN端保持為“1”。P1634和N1636開(kāi)啟，N1637和P1635關(guān)閉，I1電流源對(duì)電容C44充電，Vc電位繼續(xù)升高。

當(dāng)V1V2Vc時(shí)，S端為“1”、R端為“1”；Q端變?yōu)?ldquo;1”、QN端變?yōu)?ldquo;0”。N1637和P1635開(kāi)啟，P1634和 N1636關(guān)閉，I1電流源通過(guò)P1635流出，使得I1電流源不會(huì)進(jìn)入線(xiàn)性區(qū)。I2電流源對(duì)電容C44放電，Vc電位開(kāi)始降低。

當(dāng)V1VcV2時(shí)，S端為“1”、R端為“1”：Q端保持為“1”、QN端保持為“0”。N1637和P1635開(kāi)啟，P1634和N1636關(guān)閉，I2電流源對(duì)電容C44放電、Vc電位繼續(xù)降低。

以上過(guò)程周期循環(huán)，由于對(duì)電容C44充電的電流恒定，那么電容上的電壓C44 PLUS為三角波。

圖4中產(chǎn)生三角波的信號(hào)幅值VTR與頻率fTR分別為：

可獲得振蕩頻率大約為250kHz的三角波。

2.3 PWM比較器電路

PWM比較器電路的性能直接影響到輸出調(diào)制信號(hào)的準(zhǔn)確度，因此需要建立時(shí)間快、轉(zhuǎn)換速率高并且能夠防止噪音擾動(dòng)的高性能比較器。PWM比較器電路如圖5所示。

Vout信號(hào)是全差分運(yùn)放OPAMP2的輸出，Q2_B信號(hào)是三角波信號(hào)。兩個(gè)信號(hào)進(jìn)入Q1和Q2為輸入端的比較器中。經(jīng)過(guò)反相器和施密特觸發(fā)器X59整形后輸出PWM方波信號(hào)X59_VO。這個(gè)信號(hào)X59_VO反饋到了比較器的N2619的輸入端，比較器的另一N2618輸入端信號(hào)為三角波的中點(diǎn)電位 P582_G。

當(dāng)Vout信號(hào)電位大于Q2_B電位時(shí)，比較器輸出端VO為低電位，經(jīng)過(guò)反相器和觸發(fā)器后得到高電位信號(hào)X59_VO。信號(hào)X59_VO與電位 P582_G比較后，更有利于使VO電位成為低電位。從電流角度來(lái)分析，當(dāng)Vout大于Q2_B，8倍的I電流都從Q1和P374這條支路流過(guò)，同時(shí) X59_VO大于P582_G使得一倍的I電流從N2619和P374流過(guò)，這樣總共流過(guò)P374的電流為9倍

I電流。當(dāng)Vout信號(hào)電平與Q2_B正好相等時(shí)，流過(guò)Q2的電流和Q1的電流都為4倍I電流，那么流過(guò)P374的電流為5倍I電流，流過(guò)P369的電流為4倍電流。在這種情況下，VO還將保持原來(lái)的低電位。整個(gè)比較器就好比施密特觸發(fā)器那樣，對(duì)信號(hào)有穩(wěn)定作用。

2.4 內(nèi)部頻率和第二級(jí)差放增益調(diào)整電路

電路內(nèi)部設(shè)計(jì)了同步對(duì)第二級(jí)全差分運(yùn)放增益和三角波頻率的調(diào)整電路，如圖6所示。

電路中采用選擇燒斷4個(gè)多晶電阻的方法來(lái)調(diào)節(jié)，采用4線(xiàn)-16線(xiàn)譯碼器輸出電位，來(lái)控制mos管的通斷來(lái)控制電路內(nèi)部電阻阻值。

電路內(nèi)有4個(gè)燒寫(xiě)點(diǎn)T1、T2、T3、T4，外加一個(gè)公共燒寫(xiě)點(diǎn)T0。燒斷電阻后，該支路電位為高電位;沒(méi)有燒斷為低電位，結(jié)果見(jiàn)表1所示。

3 仿真結(jié)果與分析

采用cadence的spectre仿真器，使用CSMC0.5UM 5V混合工藝模型參數(shù)對(duì)整個(gè)電路進(jìn)行了仿真。

首先對(duì)輸入級(jí)運(yùn)放的開(kāi)環(huán)增益、閉環(huán)增益、相位裕度和功耗等特性進(jìn)行了仿真。結(jié)果如圖8所示，其中當(dāng)電源電壓Vin=4.6V，Temp=27℃，運(yùn)放低頻開(kāi)環(huán)增益為110dB，閉環(huán)增益為20 dB、相位裕度大于65deg，單位增益帶寬為19MHz，功耗約為12mW。

(a)全差分運(yùn)算放大器閉環(huán)增益

(b)全差分運(yùn)算放大器開(kāi)環(huán)增益

三角波振蕩電路的仿真結(jié)果如圖9所示，X1544 Y對(duì)應(yīng)Q端信號(hào)，X1545 Y對(duì)應(yīng)QN端信號(hào)。C44 PLUS對(duì)應(yīng)三角波振蕩波，VH=2.8V，VL=1.5V， 仿真得三角波和方波的周期均為4us。振蕩頻率大約為250kHz。

比較器電路的輸出波形如圖10所示，5V電源電壓，接入1kHz正弦信號(hào)，調(diào)制信號(hào)為250kHz的三角波信號(hào)。可以看出，當(dāng)音頻信號(hào)變化時(shí)，PWM信號(hào)翻轉(zhuǎn)速度很快，避免了輸出信號(hào)的交越失真。

4 總結(jié)

本文基于CSMC 0.5UM 5V混合工藝設(shè)計(jì)了一種1.1W自適應(yīng)濾波D類(lèi)音頻功率放大器。重點(diǎn)介紹了輸入級(jí)運(yùn)放電路和脈寬調(diào)制PWM模塊以及產(chǎn)生高精度電壓的基準(zhǔn)電路模塊。從仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，設(shè)計(jì)的功率放大器實(shí)現(xiàn)了大功率條件下高性能D類(lèi)音頻功放的設(shè)計(jì)要求。該芯片采用BGA形式的封裝，外圍只需要3個(gè)元器件，應(yīng)用上可以做到微型化，使用在PDA和移動(dòng)電話(huà)中。