高效率30～512 MHz寬頻帶功率放大器設(shè)計(jì)

隨著通信與對(duì)抗電子技術(shù)突飛猛進(jìn)發(fā)展，提高通信速率、可通率、頻帶利用率至關(guān)重要，高效率寬帶線性功率放大器衍生而出，而它對(duì)功率放大器的工作帶寬、體積、線性度、ACPR、效率、穩(wěn)定性等性能指標(biāo)有了更高的要求。作為射頻發(fā)射鏈路最重要組成部分，高效率寬帶線性功放在通信與電子對(duì)抗中都起著關(guān)鍵性的作用。

1 技術(shù)要求

效率、輸出功率、帶寬、線性度、駐波比和散熱方面是功率放大器設(shè)計(jì)中所涉及的主要難點(diǎn)，然而這幾個(gè)指標(biāo)并不能同時(shí)滿足，需要通過(guò)平衡進(jìn)行取舍，找到合適的折衷方法。本方案設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)一款高效率寬頻帶功率放大器，具體指標(biāo)如下：

1）工作頻率：（30 ～ 512）MHz；

2）輸出功率Pavg：3 ～ 5 W；

3）鏈路增益：≥ 25 dB；

4）效率@Pavg：優(yōu)于10%；

5）ACPR：優(yōu)于-35 dBc；

6）高次諧波：優(yōu)于-40 dBc；

7）增益平坦度：優(yōu)于±2；

8）電源供電：DC +14.4 V；

所需電磁仿真軟件為Agilent 公司的ADS（Advanced Design System 2011）與 Cadence 公司的allegro 軟件；所需測(cè)試環(huán)境包括：電源，信號(hào)源，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀，頻譜儀，功率衰減器等。

2 專業(yè)術(shù)語(yǔ)

平均輸出功率：Average Output Power（Pavg）；

鄰信道功率比：Adjacent Channel Power Ratio（ACPR）；

功率附加效率：Power Added Efficiency（PAE）；

1 dB 功率壓縮點(diǎn)：Power of 1dB compression point（P-1）。

3 總體方案

該高效率寬帶功率放大器的整體工作框圖如圖1所示。

圖1 功率放大器的整體工作框圖

此寬帶線性功率放大器的工作頻率帶寬達(dá)到近五個(gè)倍頻程，工作頻帶寬，線性要求較高，綜合考慮波形峰均比以致輸出峰值功率較大，且同時(shí)兼顧小型化設(shè)計(jì)需求，采用兩級(jí)功率放大器級(jí)聯(lián)的方式可以滿足方案設(shè)計(jì)目標(biāo)。兩級(jí)功率放大器均采用平衡式負(fù)反饋結(jié)構(gòu)并工作于甲乙類^[1]。射頻信號(hào)從推動(dòng)級(jí)功率放大器輸入端進(jìn)入，經(jīng)過(guò)兩級(jí)放大與輸入輸出阻抗匹配后，由末級(jí)功率放大器輸出端輸出，得到所需要的大功率信號(hào)。

4 設(shè)計(jì)原理

4.1 推動(dòng)級(jí)功率放大器設(shè)計(jì)

4.1.1 推動(dòng)級(jí)功率放大器電路設(shè)計(jì)

目前寬帶功率放大器設(shè)計(jì)的主要結(jié)構(gòu)包括LC/ 電阻匹配網(wǎng)絡(luò)、并聯(lián)電阻性反饋、平衡式負(fù)反饋結(jié)構(gòu)^[2]。如圖2 所示功率放大器設(shè)計(jì)采用平衡式負(fù)反饋結(jié)構(gòu)，選取推挽結(jié)構(gòu)的功放管，提高偶次諧波抑制，通過(guò)兩個(gè)180°巴倫結(jié)構(gòu)進(jìn)行不平衡與平衡轉(zhuǎn)換。同時(shí)，采用電阻直接負(fù)反饋形式以提高電路穩(wěn)定性、可靠性及增益平坦度等性能指標(biāo)。

圖2 平衡式負(fù)反饋功率放大器結(jié)構(gòu)圖

4.1.2 推動(dòng)級(jí)功放管的選取

推動(dòng)級(jí)功率放大器需結(jié)合末級(jí)功率放大器一起選擇，如增益偏低，需要再增加一級(jí)驅(qū)動(dòng)放大，同時(shí)兼顧線性度，盡量遠(yuǎn)離飽和區(qū)，不會(huì)對(duì)后端線性度產(chǎn)生影響。

本方案選取了Polyfet 公司的LQ821 功放管，該功率放大器具有高效率，高線性度，高增益，低噪聲的特點(diǎn)，適合做寬帶推動(dòng)級(jí)功率放大器。其基本參數(shù)如下：

1）頻率范圍：0 ～ 500 MHz；

2）小信號(hào)增益：≥ 12 dB@500 MHz；

3）輸出功率：≥ 20 W；

4）漏級(jí)效率：55%@500 MHz；

5）工作電壓：12.5 V；

6）存儲(chǔ)溫度范圍：-65℃~+150℃；

7）漏源電壓：36 V。

4.1.3 穩(wěn)定性設(shè)計(jì)

放大器穩(wěn)定電路的設(shè)計(jì)直接關(guān)聯(lián)設(shè)備的可靠性，如其穩(wěn)定系數(shù)＜ 1，可能產(chǎn)出自激震蕩，造成功放管溫度極具上升甚至擊穿，大大降低設(shè)備可靠性。通過(guò)ADS的仿真分析可知，LQ821 在（30 ～ 512）MHz 的頻帶范圍內(nèi)不穩(wěn)定，所以需要對(duì)其進(jìn)行穩(wěn)定性設(shè)計(jì)。

電阻直接負(fù)反饋技術(shù)是實(shí)現(xiàn)寬帶功放比較常用的技術(shù)，本方案中通過(guò)在漏柵極加入電阻直接負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)來(lái)提高電路的穩(wěn)定性，并且在柵極端加入對(duì)地電阻與電容，進(jìn)一步優(yōu)化整個(gè)頻帶內(nèi)增益平坦度和阻抗匹配，同時(shí)也改善穩(wěn)定性。加入穩(wěn)定電路后，穩(wěn)定系數(shù)仿真結(jié)果如圖3所示。

圖3 穩(wěn)定系數(shù)仿真結(jié)果圖

可以看出，加入穩(wěn)定性電路設(shè)計(jì)之后，整個(gè)頻帶內(nèi)的穩(wěn)定系數(shù)呈“U”型，且穩(wěn)定系數(shù)大于1.1，已達(dá)到穩(wěn)定設(shè)計(jì)要求。

4.1.4 匹配電路設(shè)計(jì)

在功率放大器輸入、輸出阻抗匹配電路設(shè)計(jì)中，字面都是阻抗匹配，但遵循不同的設(shè)計(jì)原則。在實(shí)際設(shè)計(jì)理念時(shí)，輸入匹配電路設(shè)計(jì)，要考慮功率放大器的穩(wěn)定性、輸入輸出阻抗等因素。輸出匹配電路設(shè)計(jì)時(shí)，則側(cè)重于高次諧波抑制^[3]、額定功率輸出、輸出效率、線性度的需求。

匹配完成后，若某些頻點(diǎn)處未能達(dá)到具體要求，需要對(duì)整個(gè)匹配電路進(jìn)行調(diào)整。通過(guò)仿真優(yōu)化整個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)，改善整體性能指標(biāo)，經(jīng)過(guò)優(yōu)化后，S 參數(shù)仿真結(jié)果如圖所示。從仿真結(jié)果可以看出，在整個(gè)工作頻帶（30 ～ 512）MHz 中，放大器的回波損耗S11 小于-7 dB，小信號(hào)增益S21 在17 dB 左右，小信號(hào)增益平坦度小于±1 dB，基本滿足總體方案的設(shè)計(jì)要求，仿真結(jié)果如圖 4 所示。

圖4 S參數(shù)仿真結(jié)果

在進(jìn)行阻抗匹配時(shí)，史密斯圓圖^[4]上應(yīng)先確定等Q圓，尤其是在做寬帶匹配時(shí)。由于匹配電路Q 值越小，可實(shí)現(xiàn)的工作帶寬就越寬，但缺點(diǎn)是匹配鏈路增加，造成電路復(fù)雜度提升及PCB 尺寸的增加；具體設(shè)計(jì)中需綜合考慮。

在進(jìn)行阻抗匹配時(shí)，不僅要保證增益，駐波比等指標(biāo)滿足要求，更應(yīng)該結(jié)合能否構(gòu)成低通或高通濾波器^[5]從而減少諧波對(duì)于功放影響的匹配設(shè)計(jì)進(jìn)行合適的優(yōu)化調(diào)整。實(shí)際匹配中一般很少用到電阻，因?yàn)樗鼘?duì)信號(hào)有較大損耗降低效率，同時(shí)還會(huì)給整個(gè)設(shè)備引入一定的噪聲。優(yōu)化過(guò)程中對(duì)于變量的設(shè)定需要合理設(shè)置，盡量選擇能夠與現(xiàn)實(shí)器件值接近相符的，通常都需要進(jìn)行多次優(yōu)化，才能到達(dá)優(yōu)化目標(biāo)。

可以看出，通過(guò)引入電阻直接負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，犧牲一定的效率及增益，但帶來(lái)的好處是增益更為平坦，線性度及穩(wěn)定性也得到提高。

4.2 末級(jí)功率放大器設(shè)計(jì)

4.2.1 末級(jí)功率放大器選取

末級(jí)功率放大器設(shè)計(jì)方法與推動(dòng)級(jí)基本一致，選擇蘇州遠(yuǎn)創(chuàng)達(dá)公司的MJ1505 功放管用于末級(jí)放大器，其基本參數(shù)如下：

1）頻率范圍：0 ～ 1 500 MHz；

2）小信號(hào)增益：≥ 15 dB@500 MHz；

3）輸出功率：≥ 50 W；

4）漏級(jí)效率：55%@500 MHz；

5）工作電壓：+24 V；

6）存儲(chǔ)溫度范圍：-65℃~+150℃；

末級(jí)功率放大器的仿真原理圖如圖5所示。

圖5 末級(jí)功率放大器的仿真原理圖

4.2.2 輸出阻抗匹配設(shè)計(jì)

傳輸線變壓器^[6]相當(dāng)于一種分布參數(shù)與集總參數(shù)相結(jié)合的阻抗變換器，有其獨(dú)特的特性，它兼有分布參數(shù)電路使用頻率高的優(yōu)點(diǎn)，又有集總參數(shù)體積小巧的優(yōu)點(diǎn)而且易于制作、焊接、調(diào)試等，本方案末級(jí)功率放大器的輸出阻抗匹配采用傳輸線變壓器來(lái)實(shí)現(xiàn)。下文將以輸出阻抗匹配為例來(lái)討論傳輸線變壓器。

基于負(fù)載牽引技術(shù)^[7]，在未加入輸出匹配電路時(shí)，末級(jí)功率放大器的輸出阻抗如圖6（a）所示。其中紅色圓點(diǎn)線代表輸出阻抗值實(shí)部，藍(lán)色三角線代表輸出阻抗值虛部?？梢钥闯?，未加入匹配電路時(shí)輸出阻抗值較小，且隨頻率不斷變化，實(shí)部在50 Ω 附近變化，且虛部接近零。

（a）未加入匹配電路

（b）加入1:2阻抗變換器

（c）加入1:4阻抗變換器

（d）加入1:9阻抗變換器

圖6 輸出阻抗

在電路輸出端，分別加入阻抗比1∶2，1∶4，1∶9的變壓器，輸出阻抗值分別如上圖6 中（b）（c）（d）所示?？梢钥闯?，加入阻抗變換器之后，輸出阻抗值成比例增大，而且加入1∶2 阻抗變換器后，低頻輸出阻抗更接近50 Ω，加入1∶4 阻抗變換器后，高頻輸出阻抗更接近50 Ω，所以相應(yīng)頻段的增益與效率改善較為明顯?？紤]到功放管的增益隨頻率增加而降低，選擇1∶4 阻抗變換器。此傳輸線變壓器實(shí)物制作中考慮低端30 MHz覆蓋，加入磁芯繞制，材料具體選擇FAIR RITE 公司61 系列磁導(dǎo)率為125 的磁芯及特性阻抗為25 Ω 的高頻線纜材料。

4.2.3 效率、功率、增益的實(shí)現(xiàn)

在頻率為512 MHz 時(shí)，對(duì)末級(jí)功率放大器的增益和效率進(jìn)行仿真，仿真結(jié)果與輸出功率的關(guān)系曲線如下圖7 所示。從仿真結(jié)果圖中可以看出，在輸出功率8 W（39 dBm）時(shí)，高頻端的工作增益高于14 dB，工作效率高于21%，滿足設(shè)計(jì)要求。

（a）增益曲線

（b）效率曲線

圖7 512 MHz頻點(diǎn)仿真結(jié)果

在輸入功率為19 dBm 時(shí)，對(duì)（30 ～ 512）MHz 整個(gè)頻帶進(jìn)行仿真，得到的輸出功率和增益的仿真結(jié)果如圖8 所示。從圖中可以看出，輸入功率為19 dBm 時(shí)，在整個(gè)頻帶內(nèi)，輸出功率大于35 dBm（圖8（a）所示），增益大于16 dB（圖8（b）所示），增益平坦度優(yōu)于±1，滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)。

（a）輸出功率曲線

（b）增益曲線

圖8 整個(gè)頻帶仿真結(jié)果

4.2.4 高次諧波抑制的實(shí)現(xiàn)

利用ADS 自帶的Harmonic balance 控件對(duì)功率放大器進(jìn)行諧波仿真，得到的仿真結(jié)果如圖所示，其中紅色圓點(diǎn)線代表三次諧波抑制結(jié)果，藍(lán)色三角線代表五次諧波抑制結(jié)果^[8]。從仿真結(jié)果圖可以看出，功率放大器的三次諧波抑制優(yōu)于-40 dBc，五次諧波抑制優(yōu)于-70 dBc，滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)，仿真結(jié)果如圖9 所示。

圖9 諧波抑制仿真結(jié)果

5 實(shí)物制作圖

利用AD10 排版軟件設(shè)計(jì)PCB 板，板層為2 層，厚度1.6 mm，印制板材料選用FR-4，其具體實(shí)物制作圖見(jiàn)圖10；指標(biāo)詳細(xì)測(cè)試結(jié)果見(jiàn)圖11。

圖10 實(shí)物制作

圖11 測(cè)試數(shù)據(jù)

6 結(jié)束語(yǔ)

綜合上述設(shè)計(jì)方案，結(jié)合ADS 仿真軟件的仿真數(shù)據(jù)制作實(shí)物，實(shí)物測(cè)試結(jié)果滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)，能夠?qū)崿F(xiàn)高效率（30~512）MHz 寬頻帶功率放大器設(shè)計(jì)。

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（本文來(lái)源于《電子產(chǎn)品世界》雜志2023年8月期）