本文來(lái)源于一個(gè)實(shí)際項(xiàng)目，需要由一個(gè)PMOS作為開(kāi)關(guān)來(lái)控制電源的導(dǎo)通。但對(duì)實(shí)際參數(shù)進(jìn)行測(cè)量時(shí)，發(fā)現(xiàn)PMOS導(dǎo)通時(shí)間太短，使得后級(jí)電路的dV/dt太大，造成一些不好的影響，因此本文對(duì)如何延緩PMOS啟動(dòng)速度進(jìn)行簡(jiǎn)單學(xué)習(xí)與概述性介紹。

1 米勒平臺(tái)

上圖所示為PMOS的等效模型，其柵極、源極與漏極相互之間都存在寄生電容，分別為CGD，CGS，CDS。MOS管的開(kāi)啟時(shí)序如下圖所示：

開(kāi)啟過(guò)程如下：

（1）T0-T1階段，G端輸出電平，CGS開(kāi)始從0充電直至VGS(th)，漏極源極之間的電壓UDS與電路IDS保持不變，MOS管保持關(guān)斷狀態(tài)；另外此時(shí)的CGD的D端電壓高于G端，但由于MOS管關(guān)斷，RDS（等效為CDS）為無(wú)窮大，所以CGD兩端電壓基本保持不變，流經(jīng)其電流也非常小。

（2）T1-T2階段，MOSFET導(dǎo)通，進(jìn)入恒流區(qū)，柵源電容繼續(xù)充電。隨著UGS的增加，漏極電流IDS從0開(kāi)始增加至滿(mǎn)負(fù)荷電流，柵極電壓UGS從電壓VGS繼續(xù)上升。此階段，由于CGD的原因，VDS保持不變。

（3）T2-T3階段，隨著IDS的增加，RDS逐漸減小，CGD通過(guò)RDS放電，VDS下降，VG會(huì)為CGD反向充電，CGS被分流，導(dǎo)致VGS不再上升，維持在Vgp不變形成一個(gè)平臺(tái)，這個(gè)平臺(tái)稱(chēng)為米勒平臺(tái)。在這個(gè)階段，IDS電流很大,RDS不是最小，所以MOS管的損耗較大。

（4）在T3處，CGD反向充滿(mǎn)電，G端驅(qū)動(dòng)電壓繼續(xù)為CGS充電，VGS繼續(xù)上升直至與驅(qū)動(dòng)電壓相同；VDS下降使得MOS管進(jìn)入飽和區(qū)，MOSFET完全打開(kāi)。

由于米勒效應(yīng)，MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)過(guò)程中，會(huì)形成平臺(tái)電壓，引起開(kāi)關(guān)時(shí)間變長(zhǎng)，開(kāi)關(guān)損耗增加，給MOS管的正常工作帶來(lái)非常不利的影響。

2 MOS管作為開(kāi)源開(kāi)關(guān)

在電力電子中，常利用MOS管的飽和區(qū)特性將其作為負(fù)載電源開(kāi)關(guān)，如下圖所示：

上圖電路主要由MOSFET與控制部分組成，其中MOSFET可以選擇PMOS或NMOS。它們分別有各自的好處，針對(duì)不同的電路特點(diǎn)需分別選擇。

2.1 NMOS作為開(kāi)關(guān)

PMOS的載流子為空穴，NMOS載流子為電子，因此在相同的工藝及尺寸面積條件下，NOMS管導(dǎo)通后的RDS更小，電流會(huì)更大，其更適合大電流場(chǎng)合下使用。

當(dāng)NOMS管導(dǎo)通時(shí)，VG >= VOUT + Vth，因此，其需要一個(gè)單獨(dú)的電壓來(lái)保持VGS大于閾值電壓，例如下圖所示，VGATE需要大于輸入電壓與閾值電壓之和。在很多場(chǎng)合下，電路板上并沒(méi)有這樣的電壓，所以一般使用NMOS控制需要更復(fù)雜的電路。

2.2 PMOS作為開(kāi)關(guān)

PMOS作為電源開(kāi)關(guān)可如下圖所示，其導(dǎo)通時(shí)只需要VIN >= VG + Vth即可，因此，其不需要另一個(gè)電壓來(lái)保持MOS管的打開(kāi)狀態(tài)，相比NMOS作為開(kāi)關(guān)控制，其電路較為簡(jiǎn)單。

2.3NMOS與PMOS效率比較

MOS管在導(dǎo)通過(guò)程中與導(dǎo)通后，由于RDS的存在，且負(fù)載電流較大，因此會(huì)有很大的損耗，特別是在第一節(jié)提到的米勒平臺(tái)期間。

另外由于RDS，S級(jí)電壓會(huì)比輸入電壓有所下降，RDS越大，損失越大，如下圖所示：

由于工藝的不同，NMOS的RDS通常比PMOS小數(shù)倍，特別是在大電流場(chǎng)合下，其優(yōu)勢(shì)更加明顯。但在小電流等低功耗場(chǎng)合下，PMOS更簡(jiǎn)單的控制電路帶來(lái)的優(yōu)勢(shì)更為明顯。

3 浪涌電流（Inrush current）及其控制

如果MOS管后接一個(gè)容性負(fù)載，當(dāng)電路突然導(dǎo)通時(shí)，電容迅速充電，會(huì)有一個(gè)非常大的涌浪電流，其大小為：

可以看出，MOS管導(dǎo)通速度越快，浪涌電流越大，會(huì)給電路帶來(lái)很大的危害，比如炸管。因此，需要延長(zhǎng)MOS管的導(dǎo)通時(shí)間。這時(shí)就需要合理使用第一節(jié)講到的米勒平臺(tái)了。

米勒平臺(tái)形成的原因是VG需要對(duì)CDG電容充電，其容值越大，米勒平臺(tái)時(shí)間越長(zhǎng)，因此，可以直接在MOS管的柵漏之間并聯(lián)一個(gè)電容C1，如下圖所示。這樣的話(huà)，dVSD/dt就會(huì)變小，inrush current會(huì)變小。

上圖中的R1與R2是一個(gè)分壓網(wǎng)絡(luò)，其值決定了PMOS的柵源電壓，一般VGS有限制，所以R1與R2需滿(mǎn)足：

R2一般可在1k-10k，又由于VGS與RDS的趨勢(shì)曲線(xiàn)如下，所以R1也不可太小，否則會(huì)使得RDS太大。一般取VSG的最大值計(jì)算，在此基礎(chǔ)上將R1增加一些，這樣管子被完全打開(kāi)的同時(shí)，RDS不會(huì)太大。

C1的值可以通過(guò)以下公式計(jì)算，其中g(shù)fs為跨導(dǎo)，IINRUSH為限制的最大浪涌電流，CLOAD為未添加R1與C1時(shí)，對(duì)板子浪涌電流實(shí)測(cè)結(jié)果估算而來(lái)。

實(shí)驗(yàn)室并無(wú)電流探頭，因此無(wú)法得知CLOAD的值，因此可大概選擇C1容值為10-100nF。

下圖為使用IRF6216作為電源開(kāi)關(guān)進(jìn)行仿真計(jì)算，輸入電壓為70V，負(fù)載電流為0.7A，帶一個(gè)容性負(fù)載。

首先選擇R2 = 10kΩ，在IRF6216的手冊(cè)上標(biāo)注其VGS,max = 20V，因此可計(jì)算得R1為25kΩ，可以選擇再大一些的阻值。在沒(méi)有C1的情況下，其ID曲線(xiàn)如圖所示：初始的浪涌電流達(dá)到了80A。

在MOS管的GD之間并聯(lián)一個(gè)電容C，取值為20nF，其浪涌電流降低到了10A，如下圖所示。相應(yīng)得，其后級(jí)電壓變化速度降低。

由于米勒平臺(tái)時(shí)間變長(zhǎng)，MOS管在這段時(shí)間內(nèi)RDS較大，所以其熱損耗會(huì)變大；因此如果在高溫環(huán)境下，不可使米勒平臺(tái)時(shí)間過(guò)長(zhǎng)，否則MOS管發(fā)熱過(guò)大，可能會(huì)損壞器件。