注意！設計半橋 LLC 諧振轉換器，你得注意這些

在眾多諧振轉換器中，LLC 諧振轉換器有著高功率密度應用中最常用的拓撲結構。與其他諧振拓撲相比，這種拓撲具有許多優(yōu)點：它能以相對較小的開關頻率變化來調節(jié)整個負載變化的輸出；它可以實現(xiàn)初級側開關的零電壓開關 (ZVS) 和次級側整流器的零電流開關 (ZCS)；而且，諧振電感可以集成到變壓器中。NCP4390 系列是一種先進的脈沖頻率調制 (PFM) 控制器系列，適用于具有同步整流 (SR) 的 LLC 諧振轉換器，可為隔離式 DC/DC 轉換器提供出眾的效率。與市場上的傳統(tǒng) PFM 控制器相比，NCP4390 具有幾項獨特的功能，可以最大限度地提高效率、可靠性和性能。

1. 電荷?電流控制：LLC 諧振轉換器通常采用電壓模式控制，其中誤差放大器輸出電壓直接控制著開關頻率。然而，LLC 諧振轉換器的補償網絡設計相對具有一定挑戰(zhàn)性，這是因為采用電壓模式控制的 LLC 諧振轉換器有著非常復雜的特性：它有四個圖騰柱，而圖騰柱的位置會隨著輸入電壓和負載條件而變化。NCP4390 采用了基于每個開關周期電荷數量的電流模式控制技術，該技術提供了更好的功率級“控制到輸出”傳遞函數，簡化了反饋環(huán)路設計，同時實現(xiàn)了真正的輸入功率限制和內在的線路前饋。

2. 雙邊沿跟蹤同步整流 (SR) 控制：NCP4390 使用了一種雙邊沿跟蹤方法，可以預測兩個不同時間參考的 SR 電流過零瞬間。該技術不僅最大程度縮短了正常操作期間的死區(qū)時間，而且在任何瞬態(tài)和模式變化期間也提供了穩(wěn)定的 SR 控制。

圖 1：半橋 LLC 諧振轉換器電路圖

本文介紹了采用 NCP4390 的半橋 LLC 諧振轉換器的設計注意事項。其中包括有關 LLC 諧振轉換器工作原理的說明、變壓器和諧振網絡的設計，以及元件的選擇。后續(xù)我們將通過分步設計程序配有設計示例來加以說明，幫助您完成 LLC 諧振轉換器的設計。

LLC 諧振轉換器與基波近似

圖 2 顯示了半橋 LLC 諧振轉換器的簡化電路圖，其中 L_m 是充當并聯(lián)電感的勵磁電感，L_r 是串聯(lián)諧振電感，而 C_r 是諧振電容。

圖 3 說明了 LLC 諧振轉換器的典型波形。我們假設工作頻率與諧振頻率相同，即由 L_r 和 C_r 之間的諧振確定。由于勵磁電感相對較小，因此會存在較大的勵磁電流 (I_m)，該電流將在初級側自由流動，不涉及功率傳輸。初級側電流 (I_p) 是指初級側的勵磁電流與次級側電流 (I_D) 的總和。

一般來說，LLC 諧振拓撲是由圖 2 所示的三個級組成的：方波發(fā)生器、諧振網絡以及整流器網絡。

●   方波發(fā)生器通過交替驅動開關 Q₁ 和 Q₂ 而產生方波電壓 V_d，且每個開關的占空比均為 50%?？刂破鲃t通常在連續(xù)轉換之間引入短的死區(qū)時間。方波發(fā)生器可以是全橋式或半橋式。全橋方波發(fā)生器產生的方波振幅是半橋方波的兩倍。

●   諧振網絡由電容、泄漏電感和變壓器的勵磁電感組成。諧振網絡將對高次諧波電流進行濾波。實際上，即使方波電壓施加到諧振網絡上，也只有正弦電流通過諧振網絡。電流 (I_p ) 會滯后于施加到諧振網絡上的電壓（即，施加到半橋圖騰柱上的方波電壓 (V_d) 的基本分量），這樣即允許 MOSFET 以零漏極-源極電壓導通。如圖 3 所示，由于電流流過反向并聯(lián)二極管，因此 MOSFET 導通，而 MOSFET 兩端的電壓為零。

●   整流器網絡通過整流二極管對交流電流進行整流，以產生直流電壓。整流器網絡可以是全波橋式整流，或者采用帶電容輸出濾波器的中心抽頭配置。

圖 2：半橋 LLC 諧振轉換器電路圖

圖 3：半橋 LLC 諧振轉換器典型波形

諧振網絡的濾波作用允許使用基波近似來獲得諧振轉換器的電壓增益，它假設只有輸入到諧振網絡的方波電壓的基波分量才有助于傳輸功率。由于次級側的整流電路充當阻抗變壓器，因此等效負載電阻與實際負載電阻會有所不同。圖 4 顯示了如何推導該等效負載電阻。初級側電路要替換為正弦電流源 I_ac，而整流器的輸入端則為方波電壓 V_RI。由于 |I_ac| 的平均值是輸出電流 I_o，因此 I_ac 的計算公式如下：

（公式1）

而 V_RI 的計算公式如下：

其中 V_o 是輸出電壓。

V_RI 的基本分量由下式給出：

（公式3）

由于 V_RI 的諧波分量不涉及功率傳輸，因此用 V_RI^F 除以 I_ac 便得到了交流等效負載電阻：

（公式4）

考慮到變壓器匝數比 (n = N_p / N_s )，初級側所顯示的等效負載電阻為：

（公式5）

通過使用等效負載電阻，我們獲得了如圖 5 所示的交流等效電路，其中 V_d^F 和 V_RO^F 分別是驅動電壓 V_d 和反射輸出電壓 V_RO (nV_RI ) 的基本分量。

圖 4：等效負載電阻 R_ac 的推導

圖 5：LLC 諧振轉換器的交流等效電路

利用公式 (5) 中獲得的等效負載電阻，我們可以從圖 5 中推導出半橋 LLC 諧振轉換器的特性。電壓增益 M 由下式獲得：

（公式6）

其中：

如公式 (6) 中所示，這里存在兩個共振頻率。一個由 L_r 和 C_r 確定，另一個則由 L_p 和 C_r 確定。

公式 (6) 顯示了諧振頻率 (ω_o ) 下的單位增益，它與負載變化無關。

（公式7）

圖 6：LLC 諧振轉換器的典型增益曲線 (m = 3)

在 m=3、f_o = 100 kHz 且 f_p= 57 kHz 的情況下，針對不同的 Q 值，公式 (6) 的圖形見圖 6 所示。從圖 6 中可以看到，當開關頻率接近諧振頻率 f_o 時，LLC 諧振轉換器顯示出了幾乎與負載無關的增益特性。這是 LLC 諧振轉換器相對于傳統(tǒng)串聯(lián)諧振轉換器 (SRC) 的一個明顯優(yōu)勢。因此，在諧振頻率附近操作轉換器以最大程度減小開關頻率變化便是很自然的。

LLC 諧振轉換器的工作范圍受到峰值增益（最大可達增益）的限制。峰值增益在圖 6 中以“*”符號表示。請注意，峰值電壓增益不會出現(xiàn)在 f_o 或 f_p 處。獲得峰值增益對應的峰值增益頻率位于 f_p 和 f_o之間。隨著 Q 值的減?。ó斬撦d減小時），峰值增益頻率將向 f_p移動，從而獲得更高的峰值增益。相應地，隨著 Q 值的增大（當負載增大時），峰值增益頻率向 f_o移動，峰值增益也就隨之降低；因此，對于諧振網絡設計而言，滿載條件應該是最壞的情況。

集成變壓器注意事項

在實際設計中，通常使用集成變壓器來實現(xiàn)磁性元件（串聯(lián)電感和并聯(lián)電感），其中漏感將用作串聯(lián)電感，而勵磁電感則用作并聯(lián)電感。當以這種方式構建磁性元件時，圖 5 中的等效電路將變?yōu)閳D 7 中的等效電路。漏感不僅存在于初級側，也存在于次級側。不考慮次級側的漏感會導致設計錯誤。

在圖 7 中，有效串聯(lián)電感 (L_p ) 和并聯(lián)電感 (L_p?L_r ) 是通過假設 n²L_lks = L_lkp 并參考初級側的次級側漏感而獲得的：

（公式8）

在處理實際變壓器時，最好使用具有 L_p 和 L_r的等效電路，因為用給定的變壓器可以輕松測量這些值。在實際變壓器中，我們可以在次級側繞組分別開路和短路的情況下測量初級側的 L_p 和 L_r。

圖 7：改進等效電路以適應次級側漏感

圖 7 介紹了由次級側漏感引起的虛擬增益。通過使用改進后的等效電路調整增益公式 (6)，可獲得集成變壓器的新增益公式：

（公式9）

其中：

諧振頻率下的增益 (ω_o) 是固定的，與負載變化無關，其計算公式如下：

（公式10）

當使用單個磁芯作為串聯(lián)電感時，諧振頻率下的增益 (ω_o) 為單位增益，如公式 (7) 所示。然而，當使用集成變壓器來實現(xiàn)磁性元件時，由于變壓器次級側漏感導致的虛擬增益，諧振頻率下的增益 (ω_o) 將高于單位增益。

圖 8 給出了在 m=3、f_o = 100 kHz 且 f_p = 57 kHz 的情況下，不同 Q_e值所對應的公式 (9) 的增益。同樣，當開關頻率接近諧振頻率 f_o 時，LLC 諧振轉換器顯示出了幾乎與負載無關的增益特性。

圖 8：使用集成變壓器的情況下，LLC 諧振轉換器的典型增益曲線 (m = 3)

最大可達增益

即使我們可以通過公式 (6) 或 (9) 在給定條件下獲得峰值增益，也很難以顯式形式表示峰值增益。為了簡化分析和設計，我們會使用仿真工具收集峰值增益，并在圖 9 和圖 10 中進行了描繪。圖 9 和圖 10 分別顯示了分離式和集成式諧振電感設計的不同 m 值所對應的峰值增益（最大可獲得增益）如何隨 Q 值而變化。看起來，我們可以通過減小 m 或 Q 值來獲得更高的峰值增益。對于給定的諧振頻率 (f_o ) 和 Q 值，減小 m意味著減小勵磁電感，從而導致循環(huán)電流增大。因此，在可用增益范圍和導通損耗之間要進行折衷。請注意，由于虛擬增益 MV 的原因，圖 10 中的集成式諧振電感設計要比圖 9 中的分離式諧振電感設計具有更高的增益。

圖 9：不同 m 值的峰值增益與 Q 值（分離式諧振電感）

圖 10：不同 m 值的峰值增益與 Q 值（集成式諧振電感）

圖 11：電容區(qū)和電感區(qū)的工作波形

在峰值增益頻率以上，諧振網絡的輸入阻抗為感性阻抗，并且諧振網絡的輸出電流 (I_p ) 滯后于施加到諧振網絡上的電壓 (V_d)。這就允許 MOSFET 通過零電壓開關 (ZVS) 導通，如圖 11 所示。同時，諧振網絡的輸入阻抗變?yōu)殡娙葑杩?，并?I_p 導致 V_d低于峰值增益頻率。在電容區(qū)工作時，MOSFET 體二極管在開關轉換期間會產生反向恢復電流，這會導致嚴重的噪聲。進入電容區(qū)引發(fā)的另一個問題是：由于增益的斜坡發(fā)生反轉，導致輸出電壓失控。因此，最小開關頻率最好是限制在峰值增益頻率之上。此外，NCP4390 還通過檢查 PROUT 下降時的 CS 信號來配置非 ZVS 保護，以防電容區(qū)長時間工作。

NCP4390 特性

NCP4390 采用基于電荷控制的電流模式控制技術，它簡化了反饋環(huán)路設計，同時實現(xiàn)了真正的輸入功率限制。閉環(huán)軟啟動機制可以防止誤差放大器飽和，并允許輸出電壓單調升高，而無需理會負載條件的變化。此外，雙邊沿跟蹤自適應 SR 控制可以最大程度縮短體二極管的導通時間，從而最大限度地提高了效率。表 1 顯示了 NCP4390 的引腳描述。圖 12 顯示了使用 NCP4390 的 LLC 諧振轉換器的典型應用原理圖。

表 1：NCP4390 的引腳描述

圖 12：半橋 LLC 諧振轉換器電路圖