采用SiC FET盡可能提升圖騰柱PFC級的能效

圖騰柱PFC電路能顯著改善交流輸入轉(zhuǎn)換器的效率，但是主流半導體開關(guān)技術(shù)的局限性使其不能發(fā)揮全部潛力。不過，SiC FET能突破這些局限性。本文介紹了如何在數(shù)千瓦電壓下實現(xiàn)99.3%以上的效率。

正文

交流輸入電源的設計師必須竭力滿足許多要求，包括功能要求、安全要求和EMC要求等等。他們通常需要進行權(quán)衡取舍，一個好例子是既要求達到服務器電源的“鈦”標準等能效目標，又要用功率因素校正（PFC）將線路諧波發(fā)射保持在低水平，以幫助電網(wǎng)可靠高效地運行。在大部分情況下，會通過升壓轉(zhuǎn)換器部分實施PFC，升壓轉(zhuǎn)換器會將整流后的主電壓升為高直流電壓，而脈沖寬度調(diào)制迫使線路電流符合正弦波和線路電壓的相位。雖然PFC級無法避免損耗，但人們在設計時耗費了大量努力來提高效率，使得從交流輸入電轉(zhuǎn)為高壓直流電時可接受的最低效率也要超過99%。

圖騰柱PFC級的導電路徑中的組件較少

橋式整流器可為單獨的升壓級提供整流后的交流電，如圖1（左）所示。該方式被廣泛采用，以獲得有效的功率因數(shù)校正，但是僅二極管中的損耗就可以輕松超過整體損耗預算的1%。圖騰柱PFC級（TPPFC）是更好的解決方案，如圖1（右）所示。

【圖1：橋式整流器輸入（左）和圖騰柱PFC級（右）】

在TPPFC電路中，當連接到L1的交流電主線路為正壓時，Q1是升壓開關(guān)，Q2是同步整流器，Q3導電以允許線路電流循環(huán)而Q4阻斷電路。當交流輸入電壓為負壓時，Q1和Q2角色互換，Q3阻斷電路而Q4導電。無論何時，在TPPFC級中，導電的器件要比橋輸入PFC少一個，而整體壓降仍較低，因為所有二極管都被同步整流器取代了。Q1和Q2像在普通升壓轉(zhuǎn)換器中一樣在高頻下開關(guān)，而Q3和Q4以線路頻率交替導電，因此只有它們的導電損耗會產(chǎn)生重要影響。

必須選擇PFC級導電模式

設計師們可以選擇運行模式與任何升壓轉(zhuǎn)換器，這與L1中存儲的能量是否在每個周期內(nèi)完全轉(zhuǎn)移到輸出中有關(guān)。這相當于每個周期的電感電流都跌到零（斷續(xù)導電模式，DCM）或持續(xù)為正（連續(xù)導電模式，CCM）。還可以安排電路在二者的臨界線上運行（臨界導電模式，CrM），這需要開關(guān)頻率可隨著負載和線路變化而變化。這些模式有各自的優(yōu)缺點，DCM電路有軟打開開關(guān)，可實現(xiàn)低損耗，但是在關(guān)閉時dV/dt相關(guān)的EMI很高，而且峰值電流電平過高，從而使得該模式不適合大功率應用。CrM有變頻運行的缺點，而且雖然CrM中的峰值電流較小，但是除非各級交錯否則它們產(chǎn)生的導電損耗仍不可接受，而各級交錯會產(chǎn)生相關(guān)成本和復雜性。CCM峰值電流最低，導電損耗也最低，但是電路采用“硬開關(guān)”方式來打開和關(guān)閉，同時經(jīng)過的電流大，這導致如果使用基于硅的功率開關(guān)可能會造成大損耗。在這些損耗中占據(jù)主要部分的是高頻升壓同步整流器體二極管的反向恢復電荷QRR和升壓開關(guān)的輸出電容COSS，該電容在每個周期中都會充電和放電。這些影響十分嚴重，以致直到不久前，在采用市面上的半導體器件的情況下，這些拓撲并不具備可行性。

寬帶隙半導體就是解決方案

碳化硅（SiC）和氮化鎵（GaN）被視為未來的功率半導體，有許多人撰文稱贊它們的低導通損耗和低開關(guān)損耗這兩種值得大力宣傳的優(yōu)點。自然而然地，可以考慮將它們用于TPPFC電路，而且它們確實讓電路變得可行。SiC MOSFET的性能比硅MOSFET好，體二極管反向恢復電荷QRR低80%或更多，輸出電容COSS也較低。然而，同步整流器導電前，在“死區(qū)時間”，體二極管的正向壓降非常高。采用SiC MOSFET時的柵極驅(qū)動偶爾也會有閾值遲滯現(xiàn)象和可變性方面的問題，而且全面增強的柵極電壓與最大絕對值之間的裕度小。

GaN器件沒有體二極管和反向恢復問題，但是為了實現(xiàn)最佳效率和低閾值電壓，柵極驅(qū)動很復雜，并伴隨虛假打開風險。GaN HEMT單元仍然相對昂貴，且適合較低的功率范圍，沒有雪崩能力。

SiC FET仍是較好選擇

SiC FET是保留了SiC MOSFET最佳方面而無其缺點的器件，它是高壓SiC JFET和低壓Si-MOSFET的共源共柵組合。該器件速度快，導通電阻很低，但是柵極驅(qū)動簡單，兼容Si-MOSFET甚至IGBT電平。它的閾值電壓很高，無遲滯現(xiàn)象，距離最大絕對額定值有很好的裕度。該器件具有由低壓Si-MOSFET定義的體二極管效應，QRR極低，正向壓降僅為1.75V左右，同時輸出電容COSS也低。它具有可防止過壓的雪崩效應。

SiC FET由UnitedSiC率先制造，現(xiàn)已推出第四代產(chǎn)品。第四代產(chǎn)品改進了單元密度以降低單位面積的導通電阻（RDS.A），運用銀燒結(jié)粘接和晶圓減薄技術(shù)改進了熱設計，從而盡量減小了到基片的熱阻。

只有在考慮了權(quán)衡取舍的特征后，對比SiC FET和相同器件電壓級的其他技術(shù)才有意義。因此，查看給定性能下每個晶圓的晶粒的RDS.A和RDS.EOSS（衡量如何權(quán)衡硬開關(guān)損耗和導電損耗的指標）等性能表征會很用。圖2顯示的是第四代750V UnitedSiC SiC FET器件與類似的650V SiC MOSFET器件在25°C和125°C下的對比。SiC FET的優(yōu)勢很明顯，而額定值還高100V，這很實用。

【圖2：SiC FET與SiC MOSFET對比】

實際結(jié)果證實了SiC FET的優(yōu)勢

UnitedSiC使用額定值為750V，18毫歐，采用TO-247-4L開爾文連接封裝的第四代UJ4C075018K4S器件構(gòu)建了圖騰柱PFC級演示板。PFC級的額定值為3.6kW 85-264V交流輸入電壓和390V直流輸出電壓。兩個SiC FET用于60kHz高頻開關(guān)支路，四個28毫歐硅超結(jié)MOSFET用于“慢”支路。圖3顯示的是效率曲線，在230V交流電壓和2.5kW輸出下，效率達到99.37%的高峰。為提供更多信息，圖中還顯示了成本較低的60毫歐SiC FET器件的曲線（在每個位置并聯(lián)兩個該器件）。

【圖3：使用SiC FET的3.6kW圖騰柱PFC級的效率】

在對成本非常敏感的應用中，圖1中的Q3和Q4可以替換成標準硅二極管，這樣，在描述的演示板中，效率仍能超過99%。如果采用橋式整流器，則最好多使用兩個二極管來實現(xiàn)突波保護，防止升壓電感在啟動時瞬間飽和。

使用FET-Jet計算器可輕松選擇SiC FET

為了方便選出適合的 SiC FET，UnitedSiC提供了一種基于Web的設計工具，F(xiàn)ET-Jet計算器。這款交互工具包含用于各種拓撲的隔離和非隔離直流轉(zhuǎn)換器以及交直流轉(zhuǎn)換器的預先編程的應用電路，包括簡單的升壓PFC和圖騰柱PFC等。它也支持CCM和CrM模式。使用者可以從下拉列表中為每個應用選擇SiC FET，然后該工具會瞬間計算出整體效率、損耗（并按開關(guān)損耗和導電損耗進行分析）、結(jié)溫和當前應力水平?？梢赃x擇要并聯(lián)的器件，以實現(xiàn)較高功率。如出現(xiàn)無效輸入，計算器會發(fā)出警告。該工具免費使用，且無需注冊。

圖騰柱PFC級是一種有吸引力的方法，有望實現(xiàn)更高的效率和更簡單的設計，但是直到不久前，半導體技術(shù)也未能讓它發(fā)揮出全部潛力。在SiC FET的幫助下，該電路現(xiàn)在走入了工程師們的視野，用于在交流輸入轉(zhuǎn)換器中將功耗降低至更低水平。