一個用于流水線模數(shù)轉換器的高精度、低功耗采樣保持電路

采樣保持電路(S/H)是數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)尤其是模數(shù)轉換器(A/D)的一個重要組成部分。近幾十年來無線通訊的迅速發(fā)展，使得數(shù)據(jù)的傳輸速率越來越快。復雜度不斷提高的調制系統(tǒng)和電路使得模數(shù)轉換器(ADC)的采樣頻率達到射頻的數(shù)量級，與此同時，模數(shù)轉換器的精度也超過12位以上。在這種高速度和高精度的要求下，采樣保持電路的作用就越發(fā)顯得重要，因為它可以消除模數(shù)轉換器前端采樣級的大部分動態(tài)錯誤。傳統(tǒng)的開環(huán)采樣保持電路只能達到8～10位的精度，主要由于開關的非理想特性，諸如電荷注入、時鐘饋通、開關的非線性電阻等。

另一方面，高精度的閉環(huán)采樣保持電路又受限于運算放大器的性能。無線通訊系統(tǒng)十分重視降低功耗，流水線A/D通常是無線通訊器件中的一部分，因此在設計的時候也將功耗作為一個重要的考慮因素。本文設計了一個用于14位20MHz流水線A/D的采樣保持電路，通過采用flip-around結構來降低功耗。同時為了抑制傳統(tǒng)開關的一些非理想特性，采取自舉開關來降低信號失真，從而提高整個系統(tǒng)的信噪比。通過采用增益增強技術，實現(xiàn)了高增益低功耗運算放大器。通過這些措施，在較低功耗的情況下仍然獲得了14位的精度。

本文主要分以下幾部分：介紹采樣保持電路的結構；詳細介紹運算放大器的設計；描述自舉開關的實現(xiàn)；最后給出電路的仿真結果和結論。

采樣保持電路的結構

采樣保持電路的要求主要是在較低功耗的情況下能采樣大帶寬、高頻率輸入信號，并且在驅動較大負載的情況下實現(xiàn)盡可能小的失真。閉環(huán)轉換電容采樣保持電路通常有兩種結構，如圖1和圖2所示。

圖1　電荷傳輸結構采樣保持電路

圖2　Filp-around結構采樣保持電路

圖1所示的結構稱之為電荷傳輸采樣保持電路(charge-transferringS/H)。在采樣階段，將輸入信號存儲在采樣電容C_S上，并且在保持階段，僅將差分電荷轉移到反饋電容C_f上。因為共模電荷存儲在采樣電容C_S上，所以這種結構的采樣保持電路可以處理共模范圍較大的輸入信號。

圖2所示的結構稱之為翻轉(flip-around)采樣保持電路。在采樣階段，將輸入信號存儲在采樣電容C上，而在保持階段，將采樣電容C翻轉到輸出端。因此，理想的反饋因子β，第一種結構為0.5，而后一種在忽略輸入管的寄生電容情況下為1，后者的反饋因子是前者的兩倍。因此在同樣的閉環(huán)帶寬要求下，后者的放大器單位增益帶寬(GBW)只需要前者的一半，這就大大地降低了放大器的功耗。而采樣保持電路的功耗主要來自于內部運算放大器的功耗。

對于A/D而言，采樣保持電路的輸入噪聲直接影響到A/D的輸入?yún)⒖荚肼?。因此要盡量減小由采樣保持電路引入的噪聲。在采樣階段，忽略晶體管的寄生電容，則電荷傳輸采樣保持電路的輸入?yún)⒖荚肼暪β蕿閂²_n=(2κT)/C。而翻轉采樣保持電路的輸入?yún)⒖荚肼暪β蕿閂²_n=κT/C。后者的噪聲比前者降低了一半。在保持階段，假設放大器的噪聲主要由輸入晶體管的熱噪聲決定，則輸入?yún)⒖荚肼暪β士梢杂霉奖硎荆?/p>

V²_n=(8πκT)P3βC_L^[1] (1)

(1)式表明翻轉采樣保持電路由于較高的反饋因子使得噪聲功率僅為電荷傳輸采樣保持電路的1/2。

由于在減小噪聲和降低功耗方面的優(yōu)勢，采用翻轉結構作為采樣保持電路結構。但需要指出的是，由于輸入晶體管寄生電容的影響，使得反饋因子小于理想值1，所以在噪聲和功率方面的改進可能會小于上面的理想值。另外，如果輸入信號的共模電壓V _sig-cm不等于采樣保持電路中運算放大器的輸出共模電壓V _out-cm，則在維持階段，由于運算放大器的共模反饋電路使得輸出的共模電壓穩(wěn)定在V _out-cm，因此運算放大器的輸入共模電壓會有一個階躍變化ΔV _in-cm=V _out-cm-V _sig-cm。因此為了滿足各種共模信號的要求，則該運算放大器要求較大的輸入共模范圍。

運算放大器的設計

由于噪聲和功率方面的優(yōu)勢，采用翻轉結構作為采樣保持電路的結構，同時采用折疊式共源共柵放大器來實現(xiàn)大輸入共模范圍的要求。采用PMOS管作為輸入管，這樣就可以使第二個極點推到較高的位置。因為，第二個極點的位置為折疊點。而NMOS折疊管的寄生電容比PMOS折疊管的寄生電容小的多。除此之外，PMOS管還可以采用自襯底工藝，從而大大減小由于工藝產生的偏差。唯一的缺點是PMOS輸入管有較大的寄生電容，從而減小翻轉結構在功率和噪聲方面的改進。

另外由于該采樣保持電路運用于14位20MHz流水線A/D，則要求該放大器的直流增益必須大于93dB，輸出在25ns的建立時間內穩(wěn)定在最終值0.003%。對于單極點放大器，建立時間又可以轉化為對GBW的要求。因此為了實現(xiàn)近似單極點放大器，則要求放大器必須為一級結構。而為了實現(xiàn)如此高的直流增益，則必須采用增益增強技術，原理示意圖如圖3所示。圖中，由M1、M2和理想電流源構成主運放，Aadd為用于增益增強的輔助放大器。采用該技術后，這個電路的直流增益為：

其中，r_o1、r_o2為M1、M2的輸出電阻，g_M1、g_M2為M1、M2的跨導。

圖3　增益增強結構的運算放大器

采用該技術之前，放大器的直流增益為：

(2)式和(3)式表明，增益增強技術可以使放大器的直流增益提高一個數(shù)量級。因此在該放大器的設計中，采用如圖4所示的帶有A1和A2兩個輔助放大器的增益增強折疊式共源共柵放大器，其中，A1和A2以外的部分為主放大器。為了簡化設計，輔助放大器也采用折疊式共源共柵結構。因此，輔助方法器和主放大器的偏置電路可采用同一個偏置電路，大大簡化了設計。而輔助放大器的電流僅為主放大器電流的1/10，因此與套筒式共源共柵放大器相比，整體電路并不會額外增加電流。

圖4　增益增強折疊式共源共柵運算放大器

需要提出的是，主放大器和輔助放大器采用了不同的共模反饋電路(CMFB)。對于主放大器而言，因為輸出電壓范圍2V_pp，因此在實現(xiàn)較大的輸出擺幅，又不額外增加功耗的要求下，采用開關電容共模反饋電路。如圖5所示，通過電容C1和C2間的電荷轉移調節(jié)電流源管的柵電壓來改變輸出電流，從而穩(wěn)定輸出共模電壓。對于輔助放大器而言，其輸出擺幅很小，輸出為共柵管的偏置電壓，采用一種簡單的連續(xù)時間共模反饋電路，如圖6所示，其原理是通過調節(jié)M_cmfb1和M_cmfb2管子的電流來穩(wěn)定輸出共模電壓。

圖5　開關電容共模反饋電路

圖6　輔助放大器及其共模反饋電路

自舉開關

開關是采樣保持電路的一個重要組成部分。它是信號失真，電荷注入和時鐘饋通效應主要來源。后兩者可通過采用下極板采樣和全差分電路結構來消除。A/D對信號失真要求很高，因為失真直接影響到A/D的精度。當信號幅度較高時，采樣保持電路的精度和速度就直接受限于失真。而失真的主要原因是開關導通電阻的非線性。開關導通電阻不是一個固定值，而是輸入信號的函數(shù)。對于短溝器件的導通電阻為：

其中V_G，V_S，V_D和V_B分別為晶體管柵、源、漏和襯底電壓。一般，輸入信號電壓連接在源端。假設，V_S=V_D=V_B。通過PMOS管的自襯底技術使襯底和源短連接在一起，從而消除分母中后半部分平方根中的部分。則開關的導通電阻R_ON主要有V_G-V_S的差值決定，自舉開關就是通過固定這個差值來實現(xiàn)開關的線性導通電阻，從而消除信號失真。自舉開關電路如圖7所示，工作原理是：當CLK為高的時候，自舉開關屬于關斷狀態(tài)，此時開關M_S的柵通過管子M₁連接在VSS。而同時，電容C₁兩端電壓差為V_DD-V_TH，其中V_TH為NMOS管的閾值電壓。當CLK為低的時候，自舉開關屬于導通狀態(tài)，此時，M₁管關閉，通過M₂管使開關M_S的柵電壓固定為V_in+(V_DD-V_TH)。其仿真結果如圖8所示。需要指出的是，圖2中4處有開關，其中S₁和S₂采用自舉開關，S₃采用CMOS傳輸門，S₄采用簡單NMOS傳輸門，這樣可以簡化電路并降低功耗。

圖7　自舉開關

圖8　自舉開關仿真結果

仿真結果和結論

圖4所示的運算放大器的Hspice的仿真結果為圖9，在電路負載為15p的情況下，直流增益為104.6dB，單位增益為166MHz，相位裕度為71度。完全滿足設計要求。圖10為該采樣保持電路的在輸入信號為5MHz，全差分信號幅度為2V_pp采樣頻率為20MHz情況下的輸出頻譜圖。仿真結果顯示，該電路的SFDR為92.4dB，SNDR為88.6dB，SNR為96.1dB。

本文描述了一個用于14位20MHz流水線A/D的采樣保持電路。該電路采用UMC logic 0.25μm2.5V工藝，通過采用增益增強放大器和自舉開關，在輸入為±1V頻率為5MHz正弦波，采樣頻率為20MHz的情況下獲得了96.1dB的信噪比。

圖9　運算放大器的頻率特性曲線

圖10　仿真頻譜圖(f_in=5MHz，f_s=20MHz)