基于UC38 75的ZVZCS PWM軟開關直流電源的研制

l 移相式ZVZCSPWM軟開關電源主電路分析
在設計制作的1．2kW(480V／2．5A)的軟開關直流電源中，其主電路為全橋變換器結(jié)構(gòu)，四只開關管均為MOSFET(1000V／24A)，采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂開關管實現(xiàn)ZVS、滯后臂開關管實現(xiàn)ZCS，電路結(jié)構(gòu)簡圖如圖l，VT1～VT4是全橋變換器的四只MOSFET開關管，VD1、VD2分別是超前臂開關管VT1、VT2的反并超快恢復二極管，C1、C2分別是為了實現(xiàn)VTl、VT2的ZVS設置的高頻電容，VD3、VD4是反向電流阻斷二極管，以實現(xiàn)滯后臂VT3、VT4的ZCS，Llk為變壓器漏感，Cb為阻斷電容，T為主變壓器，副邊由VD5～VD8構(gòu)成的高頻整流電路以及Lf、C3、C4等濾波器件組成。
其基本工作原理如下：
當開關管VT1、VT4或VT2、VT3同時導通時，電路工作情況與全橋變換器的硬開關工作模式情況一樣，主變壓器原邊向負載提供能量。通過移相控制，在關斷VT1時并不馬上關斷VT4，而是根據(jù)輸出反饋信號決定的移相角，經(jīng)過一定時間后再關斷VT4，在關斷VT1之前，由于VT1導通，其并聯(lián)電容C1上電壓等于VT1的導通壓降，理想狀況下其值為零，當關斷VT1時刻，C1開始充電，由于電容電壓不能突變，因此，VT1即是零電壓關斷。

由于變壓器漏感L1k以及副邊整流濾波電感的作用，VT1關斷后，原邊電流不能突變，繼續(xù)給Cb充電，同時C2也通過原邊放電，當C2電壓降到零后，VD2自然導通，這時開通VT2，則VT2即是零電壓開通。
當C1充滿電、C2放電完畢后，由于VD2是導通的，此時加在變壓器原邊繞組和漏感上的電壓為阻斷電容Cb兩端電壓，原邊電流開始減小，但繼續(xù)給Cb充電，直到原邊電流為零，這時由于VD4的阻斷作用，電容Cb不能通過VT2、VT4、VD4進行放電，Cb兩端電壓維持不變，這時流過VT4電流為零，關斷VT4即是零電流關斷。
關斷VT4以后，經(jīng)過預先設置的死區(qū)時間后開通VT3，由于電壓器漏感的存在，原邊電流不能突變，因此VT3即是零電流開通。
VT2、VT3同時導通后原邊向負載提供能量，一定時間后關斷VT2，由于C2的存在，VT2是零電壓關斷，如同前面分析，原邊電流這時不能突變，C1經(jīng)過VD3、VT3、Cb放電完畢后，VD1自然導通，此時開通VT1即是零電壓開通，由于VD3的阻斷，原邊電流降為零以后，關斷VT3，則VT3即是零電流關斷，經(jīng)過預選設置好的死區(qū)時間延遲后開通VT4，由于變壓器漏感及副邊濾波電感的作用，原邊電流不能突變，VT4即是零電流開通。
這種采用超快恢復二極管阻斷原邊反向電流方式的移相式ZVZCS PWM全橋變換器拓撲的理想工作波形如圖2所示，其中Uab表示主電路圖3中a、b兩點之間的電壓，ip為變壓器T原邊電流，Ucb為阻斷電容Ub上的電壓，Urect是副邊整流后的電壓。

2 基于UC3875的主控制回路設計
為了實現(xiàn)主回路開關管ZVZCS軟開關，采用UC3875為其設計了PWM移相控制電路，如圖3所示?？紤]到所選MOSFET功率比較大對芯片的四個輸出驅(qū)動信號進行了功率放大，再經(jīng)高頻脈沖變壓器T1、T2隔離最后經(jīng)過驅(qū)動電路驅(qū)動MOSFET開關管。整個控制系統(tǒng)所有供電均用同一個15V直流電源，實驗中設置開關頻率為70kHz，死區(qū)時間設置為1．5μs，采用簡單的電壓控制模式，電源輸出直流電壓通過采樣電路、光電隔離電路后形成控制信號，輸入到UC3875誤差放大器的EA一，控制UC3875誤差放大器的輸出，從而控制芯片四個輸出之間的移相角大小，使電源能夠穩(wěn)定工作，圖中R6、C5接在EA一和E／AOUT之間構(gòu)成PI控制。在本設計中把CS+端用作故障保護電路，當發(fā)生輸出過壓、輸出過流、高頻變原邊過流、開關管過熱等故障時，通過一定的轉(zhuǎn)換電路，把故障信號轉(zhuǎn)換為高于2．5V的電壓接到CS+端，使UC3875四個輸出驅(qū)動信號全為低電平，對電路實現(xiàn)保護。
圖4是開關管的驅(qū)動電路。隔離變壓器的設計采用AP法、變比為l：1．3的三繞組變壓器。UC3875輸出的單極性脈沖經(jīng)過放大電路、隔離電路和驅(qū)動電路后形成+12V／一5V的雙極性驅(qū)動脈沖，保證開關管的穩(wěn)定開通和關斷。