低壓輸入交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激變換器的研究

式中：ωr=1/；

Zr=；

L2=L2M＋L2S。

這一時(shí)段D3、D4上的電壓uD3=uD4=Uin－uds3，uT2PR1M=Uin－2uds3，t2時(shí)刻

uds3(t2)=uds4(t2)=Uin· (6)

i1M(t2)=I1M(＋)=(Uin/L1M)DTs (7)

i1M(t2)=(Vin/Zr)sin(ωrt1-2) (8)

式中：t1-2=t2－t1=(1/2－D)Ts。

3)開關(guān)模態(tài)3[t2～t3][參考圖3(c)]

t2時(shí)刻，Q1、Q2關(guān)斷，D1、D2開通續(xù)流，T1磁化電流從正向最大值I1M(＋)線性下降，

i1M(t)=I1M(＋ )－(Uin/LM)(t－t2) (9)

i1M(t3)=(Uin/LM)(2D－1/2)Ts (10)

D5關(guān)斷，D7開通，負(fù)載電流Io經(jīng)D7續(xù)流。此時(shí)，T2原邊繼續(xù)諧振，因此時(shí)T2繞組（所標(biāo)同名端）電壓為正，使得D6、D7同時(shí)導(dǎo)通，把T2副邊箝位為零，從而諧振回路變?yōu)門2漏感L2S與Q3、Q4結(jié)電容的諧振，釋放漏感能量，使得T2磁化電流到零，uds3、uds4迅速上升至Uin/2，之后保持在Uin/2，直到下一開關(guān)狀態(tài)。

4）開關(guān)模態(tài)4[t3～t4][參考圖3(d)]

5）開關(guān)模態(tài)5[t4～t5][參考圖3(e)]

6）開關(guān)模態(tài)6[t5～t6][參考圖3(f)]

t3時(shí)刻，對(duì)應(yīng)下半周期開始，兩路雙管正激電路互換工作狀態(tài)，重復(fù)前半周期的工作情況，對(duì)應(yīng)的相關(guān)公式互換一致，這里不再贅述。t6時(shí)刻，Q1、Q2再次開通，開始下一個(gè)周期。

3 電路特點(diǎn)分析

從以上開關(guān)模態(tài)分析可知，雙路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器交替工作，向副邊傳輸能量，通過二極管D1、D2或D3、D4向電源回饋能量，實(shí)現(xiàn)鐵心磁復(fù)位，電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)潔。并且主功率管關(guān)斷期間只承受電源電壓，這樣就可以選用低壓高速、導(dǎo)通電阻小的功率管，從而減小功率管導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。

而且，因兩路交錯(cuò)并聯(lián)結(jié)構(gòu)的使用，電路具有以下優(yōu)點(diǎn)：

——在同樣開關(guān)頻率下，輸出濾波電感上電壓的頻率提高了一倍，這樣減小了輸出濾波電感的體積；同時(shí)輸入電流脈動(dòng)頻率提高一倍，亦減小了輸入濾波器的體積，從而進(jìn)一步減小整機(jī)的體積。

——由于兩路交錯(cuò)并聯(lián)，使得整流側(cè)輸出電壓等效占空比增加一倍，這就帶來兩個(gè)好處：一是使功率管工作在占空比小于0.5的情況下，整流側(cè)輸出電壓占空比可以在0～1之間變化，提高了電路的響應(yīng)，并有利于驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)；二是在同樣輸出電壓的情況下，整流側(cè)峰值電壓減小一半，續(xù)流時(shí)間減小，有利于選擇低電流定額的續(xù)流管。

——并聯(lián)結(jié)構(gòu)可以使每個(gè)并聯(lián)支路流過更小的功率，消除變換器的“熱點(diǎn)”，使熱分布均勻，提高可靠性。

在原理分析和樣機(jī)制作中，我們也注意到寄生參數(shù)的諧振會(huì)使變壓器出現(xiàn)小范圍的雙向磁化，但由于諧振參數(shù)均較小，因此，對(duì)變壓器鐵心的選擇以及變換器工作影響不大，最大占空比仍可取在0.5左右。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及討論

在對(duì)雙路交錯(cuò)并聯(lián)雙管正激DC/DC變換器工作原理分析基礎(chǔ)之上，完成了一臺(tái)DC 27V/DC 190V，1kW的樣機(jī)研制，樣機(jī)的主要實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)為：

——輸入直流電壓：20～30V；

——輸出直流電壓：190V；

——電感：R2KBDEE40鐵心；

——變壓器：R2KBDEE42B鐵心；

——變壓器原副邊匝比：1/10；

——MOSFET：IRF3205；

——開關(guān)頻率：fs=120kHz；

——磁復(fù)位二極管：IN5822；

——輸出整流管：MUR8100；

——輸出續(xù)流管：MUR8100。

圖4給出了滿載時(shí)開關(guān)管MOSFET柵源電壓ugs和漏源電壓uds的波形圖，與理論分析基本相同。圖5給出副邊整流二極管D5和續(xù)流二極管D7的電壓波形，可以看出續(xù)流管關(guān)斷時(shí)由于其反向恢復(fù)造成了電壓振蕩。圖6給出了額定輸入電壓DC 27V時(shí)，變換器的效率與輸出電流的關(guān)系。

圖7所示為副邊整流電路，交錯(cuò)并聯(lián)電路結(jié)構(gòu)使副邊輸出電壓UA的等效占空比加倍，雖然可以減小輸出濾波電感的體積，但卻使續(xù)流管D7的開關(guān)頻率加倍，處于更高頻率的開關(guān)過程。由于D7存在反向恢復(fù)，這樣會(huì)在D5、D7以及T1副邊(D6、D7以及T2副邊)形成環(huán)流，造成更大的損耗，如果在t1～t2段di/dt過高（如圖8所示），不僅會(huì)引起振鈴現(xiàn)象而產(chǎn)生嚴(yán)重的電磁干擾，而且還可能會(huì)因?yàn)樗矐B(tài)尖峰電壓太高而損壞二極管或電路中的其它半導(dǎo)體器件，因此D7宜采用t0～t1恢復(fù)時(shí)間短而t1～t2時(shí)間長(zhǎng)即柔度系數(shù)大的快恢復(fù)二極管。

同時(shí)應(yīng)當(dāng)盡量減小變壓器副邊漏感，并使D5、D7、T1副邊繞組(D6、D7、T2副邊繞組)所圍面積最小以減小線路寄生雜感。

圖4 Ch2—ugsCh1—uds