柵極驅(qū)動 IC 自舉電路的設(shè)計與應(yīng)用指南

1. 介紹

本文講述了一種運用功率型MOSFET和IGBT設(shè)計高性能自舉式柵極驅(qū)動電路的系統(tǒng)方法，適用于高頻率，大功率及高效率的開關(guān)應(yīng)用場合。不同經(jīng)驗的電力電子工程師們都能從中獲益。在大多數(shù)開關(guān)應(yīng)用中，開關(guān)功耗主要取決于開關(guān)速度。因此，對于絕大部分本文闡述的大功率開關(guān)應(yīng)用，開關(guān)特性是非常重要的。自舉式電源是一種使用最為廣泛的，給高壓柵極驅(qū)動集成電路 (IC) 的高端柵極驅(qū)動電路供電的方法。這種自舉式電源技術(shù)具有簡單，且低成本的優(yōu)點。

但是，它也有缺點，一是占空比受到自舉電容刷新電荷所需時間的限制，二是當(dāng)開關(guān)器件的源極接負(fù)電壓時，會發(fā)生嚴(yán)重的問題。本文分析了最流行的自舉電路解決方案；包括寄生參數(shù)，自舉電阻和電容對浮動電源充電的影響。

2. 高速柵極驅(qū)動電路

2.1 自舉柵極驅(qū)動技術(shù)

本節(jié)重點講在不同開關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換應(yīng)用中，功率型MOSFET 和 IGBT 對自舉式柵極驅(qū)動電路的要求。當(dāng)輸入電平不允許高端 N 溝道功率型 MOSFET 或 IGBT 使用直接式柵極驅(qū)動電路時，我們就可以考慮自舉式柵極驅(qū)動技術(shù)。這種方法被用作柵極驅(qū)動和伴發(fā)偏置電路，兩者都以主開關(guān)器件的源極作為基準(zhǔn)。驅(qū)動電路和以兩個輸入電壓作為擺幅的偏置電路，都與器件的源極軌連。但是，驅(qū)動電路和它的浮動偏置可以通過低壓電路實現(xiàn)，因為輸入電壓不會作用到這些電路上。驅(qū)動電路和接地控制信號通過一個電平轉(zhuǎn)換電路相連。該電平轉(zhuǎn)換電路必須允許浮動高端和接地低端電路之間存在高電壓差和一定的電容性開關(guān)電流。高電壓柵極驅(qū)動 IC 通過獨特的電平轉(zhuǎn)換設(shè)計差分開。為了保持高效率和可管理的功耗，電平轉(zhuǎn)換電路在主開關(guān)導(dǎo)通期間，不能吸收任何電流。對于這種情況，我們經(jīng)常使用脈沖式鎖存電平轉(zhuǎn)換器，如圖 1所示。

2.3 自舉式電路的缺點

自舉式電路具有簡單和低成本的優(yōu)點，但是，它也有一些局限。

占空比和導(dǎo)通時間受限于自舉電容 CBOOT，刷新電荷所需時間的限制。

這個電路最大的難點在于：當(dāng)開關(guān)器件關(guān)斷時，其源極的負(fù)電壓會使負(fù)載電流突然流過續(xù)流二極管，如圖 3 所示。

該負(fù)電壓會給柵極驅(qū)動電路的輸出端造成麻煩，因為它直接影響驅(qū)動電路或 PWM 控制集成電路的源極 VS 引腳，可能會明顯地將某些內(nèi)部電路下拉到地以下，如圖4 所示。另外一個問題是，該負(fù)電壓的轉(zhuǎn)換可能會使自舉電容處于過壓狀態(tài)。

自舉電容 CBOOT，通過自舉二極管 DBOOT，被電源 VDD瞬間充電。

由于 VDD 電源以地作為基準(zhǔn)，自舉電容產(chǎn)生的最大電壓等于 VDD 加上源極上的負(fù)電壓振幅。

2.4 VS 引腳產(chǎn)生負(fù)電壓的原因

如圖 5 所示，低端續(xù)流二極管的前向偏置是已知的將 VS下低到 COM( 地 ) 以下的原因之一。

主要問題出現(xiàn)在整流器換向期間，僅僅在續(xù)流二極管開始箝壓之前。

在這種情況下，電感 LS1 和 LS2 會將 VS 壓低到 COM 以下，甚至如上所述的位置或正常穩(wěn)態(tài)。

該負(fù)電壓的放大倍數(shù)正比于寄生電感和開關(guān)器件的關(guān)斷速度，di/dt ；它由柵極驅(qū)動電阻，RGATE 和開關(guān)器件的輸入電容， Ciss 決定。

Cgs 與 Cgd 的和，稱為密勒電容。

2.5 VS 引腳電壓下沖的影響

如果欠沖超過數(shù)據(jù)手冊中規(guī)定的絕對最大額定值，則柵極驅(qū)動 IC 將損壞，或者高端輸出暫時無法對輸入轉(zhuǎn)換做出響應(yīng)，如圖7和圖8所示。

圖7顯示閉鎖情況，即高端輸出無法通過輸入信號改變。這種情況下，半橋拓?fù)涞耐獠?、主電源、高端和低端開關(guān)中發(fā)生短路。

圖 8 顯示遺漏情況，即高端輸出無法對輸入轉(zhuǎn)換做出響應(yīng)。這種情況下，高端柵極驅(qū)動器的電平轉(zhuǎn)換器將缺少工作電壓余量。需要注意的是，大多數(shù)事實證明高端通常不需要在一個開關(guān)動作之后立即改變狀態(tài)。

2.6 考慮閉鎖效應(yīng)

最完整的高電壓柵極驅(qū)動集成電路都含有寄生二極管，它被前向或反向擊穿，就可能導(dǎo)致寄生 SCR 閉鎖。閉鎖效應(yīng)的最終結(jié)果往往是無法預(yù)測的，破壞范圍從器件工作時常不穩(wěn)定到完全失效。柵極驅(qū)動集成電路也可能被初次過壓之后的一系列動作間接損壞。例如，閉鎖導(dǎo)致輸出驅(qū)動置于高態(tài)，造成交叉?zhèn)鲗?dǎo)，從而導(dǎo)致開關(guān)故障，并最終使柵極驅(qū)動器集成電路遭受災(zāi)難性破壞。如果功率轉(zhuǎn)換電路和/或柵極驅(qū)動集成電路受到破壞，這種失效模式應(yīng)被考慮成一個可能的根本原因。下面的理論極限可用來幫助解釋VS電壓嚴(yán)重不足和由此產(chǎn)生閉鎖效應(yīng)之間的關(guān)系。

在第一種情況中，使用了一個理想自舉電路，該電路的 VDD 由一個零歐姆電源驅(qū)動，通過一個理想二極管連接到 VB，如圖 9 所示。當(dāng)大電流流過續(xù)流二極管時，由于 di/dt 很大，VS 電壓將低于地電壓。這時，閉鎖危險發(fā)生了，因為柵極驅(qū)動器內(nèi)部的寄生二極管 DBS，最終沿VS 到 VB 方向?qū)?，造成下沖電壓與 VDD 疊加，使得自舉電容被過度充電，如圖 10 所示。

例如：如果 VDD=15 V， VS 下沖超過 10 V，迫使浮動電源電壓在 25 V 以上，二極管 DBS 有被擊穿的危險，進(jìn)而產(chǎn)生閉鎖。

假想自舉電源被理想浮動電源替代，如圖 11 所示，這時， VBS 在任何情況下都是恒定的。注意利用一個低電阻輔助電源替代自舉電路，就能實現(xiàn)這種情況。這時，如果 VS 過沖超過數(shù)據(jù)表 (datasheet) 規(guī)定的最大 VBS 電壓，閉鎖危險就會發(fā)生，因為寄生二極管 DBCOM 最終沿COM 端到 VB 方向?qū)ǎ鐖D 12 所示。

一種實用的電路可能處在以上兩種極限之間，結(jié)果是VBS 電壓稍微增大，和 VB 稍低于 VDD，如圖 13 所示。

準(zhǔn)確地說，任何一種極限情況都是流行的，檢驗如下。如果 VS 過沖持續(xù)時間超過 10 個納秒，自舉電容 CBOOT被過充電，那么高端柵極驅(qū)動器電路被過電壓應(yīng)力破壞，因為 VBS 電壓超過了數(shù)據(jù)表指定的絕對最大電壓(VBSMAX) 。設(shè)計一個自舉電路時，其輸出電壓不能超過高端柵極驅(qū)動器的絕對最大額定電壓。

2.7 寄生電感效應(yīng)

負(fù)電壓的振幅是：

為了減小流過寄生電感的電流隨時間變化曲線的斜度，要使等式 1 中的導(dǎo)數(shù)項最小。

例如，如果帶 100 nH 寄生電感的 10 A、25 V 柵極驅(qū)動器在 50 ns 內(nèi)開關(guān)，則 VS 與接地之間的負(fù)電壓尖峰是 20 V。

3. 自舉部件的設(shè)計流程

3.1 選擇自舉電容

自舉電容 (CBOOT) 每次都被充電，此時，低端驅(qū)動器導(dǎo)通，輸出電壓低于柵極驅(qū)動器的電源電壓 (VDD)。自舉電容僅當(dāng)高端開關(guān)導(dǎo)通的時候放電。自舉電容給高端電路提供電源 (VBS)。首先要考慮的參數(shù)是高端開關(guān)處于導(dǎo)通時，自舉電容的最大電壓降。允許的最大電壓降 (VBOOT)取決于要保持的最小柵極驅(qū)動電壓 ( 對于高端開關(guān) )。如果VGSMIN是最小的柵-源極電壓，電容的電壓降必須是：

其中：

VDD= 柵極驅(qū)動器的電源電壓；

VF= 自舉二極管正向電壓降 [V]

計算自舉電容為：

其中 QTOTAL 是電容器的電荷總量。

自舉電容的電荷總量通過等式 4 計算：

其中：

電容器的漏電流，只有在使用電解電容器時，才需要考慮，否則，可以忽略不計。

例如：當(dāng)使用外部自舉二極管時，估算自舉電容的大小。

如果自舉電容器在高端開關(guān)處于開啟狀態(tài)時，最大允許的電壓降是 1.0 V，最小電容值通過等式 3 計算。

自舉電容計算如下：

外部二極管導(dǎo)致的電壓降大約為 0.7 V。假設(shè)電容充電時間等于高端導(dǎo)通時間 （占空比 50%）。根據(jù)不同的自舉電容值，使用以下的等式：

推薦的電容值是 100 nF ~ 570 nF，但是實際的電容值必須根據(jù)使用的器件來選擇。如果電容值過大，自舉電容的充電時間減少，低端導(dǎo)通時間可能不足以使電容達(dá)到自舉電壓。

3.2 選擇自舉電阻

當(dāng)使用外部自舉電阻時，電阻 RBOOT 帶來一個額外的電壓降：

其中：

不要超過歐姆值（典型值 5~10 Ω），將會增加 VBS 時間常數(shù)。當(dāng)計算最大允許的電壓降 (VBOOT) 時，必須考慮自舉二極管的電壓降。如果該電壓降太大或電路不能提供足夠的充電時間，我們可以使用一個快速恢復(fù)或超快恢復(fù)二極管。

4. 考慮自舉應(yīng)用電路

4.1 自舉啟動電路

如圖 1 所示，自舉電路對于高電壓柵極驅(qū)動器是很有用的。但是，當(dāng)主要 MOSFET(Q1) 的源極和自舉電容(CBOOT) 的負(fù)偏置節(jié)點位于輸出電壓時，它有對自舉電容進(jìn)行初始化啟動和充電受限的問題。啟動時，自舉二極管 (DBOOT) 可能處于反偏，主要 MOSFET(Q1) 的導(dǎo)通時間不足，自舉電容不能保持所需要的電荷，如圖 1 所示。

在某些應(yīng)用中，如電池充電器，輸出電壓在輸入電源加載到轉(zhuǎn)換器之前可能已經(jīng)存在了。給自舉電容 (CBOOT)提供初始電荷也許是不可能的，這取決于電源電壓(VDD) 和輸出電壓 (VOUT) 之間的電壓差。假設(shè)輸入電壓（VDC）和輸出電壓 (VOUT) 之間有足夠的電壓差，由啟動電阻 (RSTART)，啟動二極管 (DSTART) 和齊納二極管(DSTART) 組成的電路，可以解決這個問題，如圖 14 所示。在此啟動電路中，啟動二極管 DSTART 充當(dāng)次自舉二極管，在上電時對自舉電容 (CBOOT) 充電。自舉電容(CBOOT) 充電后，連接到齊納二極管DZ，在正常工作時，這個電壓應(yīng)該大于驅(qū)動器的電源電壓 (VDD) 。啟動電阻限制了自舉電容的充電電流和齊納電流。為了獲得最大的效率，應(yīng)該選擇合適的啟動電阻值使電流極低，因為電路中通過啟動二極管的自舉路徑是不變的。

4.2 自舉二極管串聯(lián)電阻

在第一個選項中，自舉電路包括一個小電阻，RBOOT，它串聯(lián)了一個自舉二極管，如圖15所示。自舉電阻RBOOT，僅在自舉充電周期用來限流。自舉充電周期表示 VS 降到集成電路電源電壓 VDD 以下，或者 VS 被拉低到地 （低端開關(guān)導(dǎo)通，高端開關(guān)關(guān)閉）。電源 VCC，通過自舉電阻RBOOT 和二極管 DBOOT，對自舉電容 CBOOT 充電。自舉二極管的擊穿電壓 (BV) 必須大于 VDC，且具有快速恢復(fù)時間，以便最小化從自舉電容到VCC電源的電荷反饋量。

這是一種簡單的，限制自舉電容初次充電電流的方法，但是它也有一些缺點。占空比受限于自舉電容 CBOOT 刷新電荷所需要的時間，還有啟動問題。不要超過歐姆值（典型值 5~10 Ω），將會增加 VBS 時間常數(shù)。最低導(dǎo)通時間，即給自舉電容充電或刷新電荷的時間，必須匹配這個時間常數(shù)。該時間常數(shù)取決于自舉電阻，自舉電容和開關(guān)器件的占空比，用下面的等式計算：

其中 RBOOT 是自舉電阻；CBOOT 是自舉電容；D 是占空比。

例如，如果 RBOOT=10， CBOOT=1 μF， D=10 % ；時間常數(shù)通過下式計算：

即使連接一個合理的大自舉電容和電阻，該時間常數(shù)可能增大。這種方法能夠緩解這個問題。不幸的是，該串聯(lián)電阻不能解決過電壓的問題，并且減緩了自舉電容的重新充電過程。

4.3 VS 與 VOUT 之間的電阻

在第二個選項中，自舉電路的 VS 和 VOUT 之間，添加上一個小電阻 RVS，如圖 16 所示。RVS 的建議值在幾個歐姆左右。

RVS 不僅用作自舉電阻，還用作導(dǎo)通電阻和關(guān)斷電阻，如圖 17。自舉電阻，導(dǎo)通電阻和關(guān)斷電阻通過下面的等式計算：

4.4 VS 箝壓二極管和重布置柵極電阻

在第三個選項中，自舉電路把柵極電阻重新布置到 VS 和VOUT 之間，并且在 VS 和地之間增加一個低正向壓降的肖特基二極管，如圖 18 所示。VB 和 VS 之間的電壓差，應(yīng)保持在數(shù)據(jù)表規(guī)定的絕對最大額定值范圍內(nèi)，并且必須符合下列等式：

4.5 重布置柵極電阻；雙重目的

柵極電阻設(shè)置了 MOSFET 的導(dǎo)通速度和關(guān)斷速度，限制了在主開關(guān)源極的電壓負(fù)向瞬態(tài)時，肖特基二極管的電流。另外，連接到 CBOOT 兩端的雙二極管，確保自舉電容不會出現(xiàn)過電壓。該電路唯一的潛在危險是，自舉電容的充電電流必須流過柵極電阻。CBOOT 和 RGATE 的時間常數(shù)減緩再充電過程，可能成為 PWM 占空比的限制因數(shù)。

第四個選擇，包括在 VS 和 VOUT 之間，重新布置一個柵極電阻，以及在 VS 和地之間放置一個箝壓器件，如圖 19所示，布置了一個齊納二極管和 600V 二極管。根據(jù)下列規(guī)則，量化齊納電壓：

5. 選擇 HVIC 電流能力

對于每一種額定驅(qū)動電流，計算指定時間內(nèi)所能切換的最大柵極電荷 QG，如表 1 所示。

注：

1.對于單 4 A，并聯(lián)雙 2 A 的兩個通道！

例如， 100 ns 的開關(guān)時間是：

1. 所需的額定柵極驅(qū)動電流取決于在開關(guān)時間 tSW-ON/OFF 內(nèi)，必須移動的柵極電荷數(shù) QG （因為開關(guān)期間的平均柵極電流是 IG） :

2. 最大柵極電荷 QG，從 MOSFET 數(shù)據(jù)表得到。

如果實際柵極驅(qū)動電壓 VGS 與規(guī)格表上的測試條件不同，使用 VGS 與 QG 曲線。數(shù)據(jù)表中的值乘上并聯(lián)的MOSFET 數(shù)量就是所需的值。

3. tSW_ON/OFF 表示所需的 MOSFET 開關(guān)速度。如果該值未知，取開關(guān)周期 tSW 的 2%：

如果通道 (V-I) 開關(guān)損耗主要受開關(guān)轉(zhuǎn)換（導(dǎo)通或關(guān)斷）支配，需要根據(jù)轉(zhuǎn)換調(diào)整驅(qū)動器。對于受箝制的電感性開關(guān)（通常情況），每次轉(zhuǎn)換的通道開關(guān)損耗估算如下：

其中 VDS 和 ID 是每個開關(guān)間期的最大值。

4. 柵極驅(qū)動器的近似電流驅(qū)動能力計算如下

(1) 拉電流能力 （導(dǎo)通）

(2) 灌電流能力 （關(guān)斷）

tSW_ON/OFF = MOSFET 開關(guān)導(dǎo)通 / 關(guān)斷時間；和1.5 = 經(jīng)驗因子 （受通過驅(qū)動器輸入級的延遲和寄生效應(yīng)的影響）

6. 柵極電阻設(shè)計流程

輸出晶體管的開關(guān)速度受導(dǎo)通和關(guān)斷柵極電阻的控制，這些電阻控制了柵極驅(qū)動器的導(dǎo)通和關(guān)斷電流。本節(jié)描述了有關(guān)柵極電阻的基本規(guī)則，通過引入柵極驅(qū)動器的等效輸出電阻來獲取所需的開關(guān)時間和速度。圖 20 描述了柵極驅(qū)動器的等效電路和在導(dǎo)通和關(guān)斷期間的電流流動路徑，其中包括柵極驅(qū)動器和開關(guān)器件。

圖 21 顯示了開關(guān)器件在導(dǎo)通和關(guān)斷期間的柵極 - 電荷傳輸特性。

6.1 量化導(dǎo)通柵極電阻

根據(jù)開關(guān)時間 tsw，選擇導(dǎo)通閘極電阻 Rg(ON)，以獲得所需的開關(guān)時間。根據(jù)開關(guān)時間確定電阻值時，我們需要知道電源電壓 VDD ( 或 VBS)，柵極驅(qū)動器的等效導(dǎo)通電阻 (RDRV(ON))，和開關(guān)器件的參數(shù) (Qgs, Qgd, 和 Vgs(th))。

開關(guān)時間定義為到達(dá)坪電壓 （給 MOSFET 提供了總共Qgd + Qgd 的電荷）末端所花費的時間，如圖 21 所示。導(dǎo)通柵極電阻計算如下：

其中 Rg(ON) 是柵極導(dǎo)通電阻， RDRV(ON) 是驅(qū)動器的等效導(dǎo)通電阻。

6.2 輸出電壓斜率

導(dǎo)通柵極電阻 Rg(ON) 通過控制輸出電壓斜率 （dVOUT/dt）來決定。當(dāng)輸出電壓是非線性時，最大輸出電壓斜率

可以近似為：

插入變形表達(dá)式 Ig(avr)，并整理得到：

其中 Cgd(off) 是密勒效應(yīng)電容，在數(shù)據(jù)表中定義為 Crss。

6.3 量化關(guān)斷柵極電阻

在量化關(guān)斷電阻時，最壞的情況是當(dāng) MOSFET 漏極處于關(guān)斷時，外部動作迫使電阻整流器。

在這種情況下，輸出節(jié)點的 dV/dt，誘導(dǎo)一股寄生電流穿過 Cgd，流向 RG(OFF) 和 RDRV(OFF)，如圖 22 所示。

下面闡述了，當(dāng)輸出 dv/dt 是由伴隨 MSOFET 的導(dǎo)通造成時，如何量化關(guān)斷電阻，如圖 22 示。

因為這個原因，關(guān)斷阻抗必須根據(jù)最壞的應(yīng)用情況來量化。下面的等式將 MOSFET 柵極閾值電壓和漏極 dv/dt

關(guān)聯(lián)起來：

重新整理表達(dá)式得到：

6.4 設(shè)計實例

使用飛兆 MOSFET FCP20N60 和柵極驅(qū)動器 FAN7382，確定導(dǎo)通和關(guān)斷柵極電阻。FCP20N60 功率 MOSFET 的

參數(shù)如下：

Qgs=13.5 nC， Qgd=36 nC， Cgd=95 pF， VGS(th) =5 V，VGS(th)MIN =3 V

6.4.1 導(dǎo)通柵極電阻

1)如果 VDD=15 V 時，所需的開關(guān)時間是 500 ns，計算平均柵極充電電流：

導(dǎo)通電阻值約為 58 Ω。

2)如果 dVout/dt=1 V/ns （VDD=15 V 時），總柵極電阻如下計算：

導(dǎo)通電阻值約為 62 W。

6.4.2 關(guān)斷柵極電阻

如果 dVout/dt=1 V/ns，關(guān)斷柵極電阻可計算為：

7. 考慮功耗

7.1 柵極驅(qū)動器的功耗

總的功耗包括柵極驅(qū)動器功耗和自舉二極管功耗。柵極驅(qū)動器功耗由靜態(tài)功耗和動態(tài)功耗兩部分組成。它與開關(guān)頻率，高端和低端驅(qū)動器的輸出負(fù)載電容，以及電源VDD 有關(guān)。

靜態(tài)功耗是因為低端驅(qū)動器的電源 VDD 到地的靜態(tài)電流，以及高端驅(qū)動器的電平轉(zhuǎn)換階段的漏電流造成的。前者取決于 VS 端的電壓，后者僅在高端功率器件導(dǎo)通時與占空比成正比。

動態(tài)功耗定義如下：對于低端驅(qū)動器，動態(tài)功耗有兩個不同的來源。一是當(dāng)負(fù)載電容通過柵極電阻充電或放電時，進(jìn)入電容的電能有一半耗散在電阻上。柵極驅(qū)動電阻的功耗，柵極驅(qū)動器內(nèi)部的和外部的，以及內(nèi)部CMOS 電路的開關(guān)功耗。同時，高端驅(qū)動器的動態(tài)功耗也包括兩個不同的來源。一個是因為電平轉(zhuǎn)換電路，一個是因為高端電容的充電和放電。這里，可以忽略靜態(tài)功耗，因為集成電路的總功耗主要是柵極驅(qū)動 IC 的動態(tài)功耗，可估算為：

圖 23 表示計算的柵極驅(qū)動器功耗與頻率和負(fù)載電容的關(guān)系 (VDD=15 V)。 此曲線可用于計算柵極驅(qū)動器造成的功耗。

自舉電路的功耗是自舉二極管功耗和自舉電阻功耗的總和，如果它們存在的話。自舉二極管的功耗是對自舉電容充電時產(chǎn)生的正向偏置功耗與二極管反向恢復(fù)時產(chǎn)生的反向偏置功耗的總和。因為每個事件每個周期發(fā)生一次，所以二極管的功耗與開關(guān)頻率成正比。大電容負(fù)載需要更多的電流，對自舉電容器重新充電，從而導(dǎo)致更多的功耗。

半橋輸入電壓 （VDC）越高，反向恢復(fù)功耗越大。集成電路的總功耗可以估算為：柵極驅(qū)動器的功耗與自舉二極管的功耗的總和，減去自舉電阻的功耗。

如果自舉二極管在柵極驅(qū)動器內(nèi)部的話，添加一個與內(nèi)部自舉二極管并聯(lián)的外部二極管，因為二極管功耗很大。外部二極管必須放置在靠近柵極驅(qū)動器的地方，以減少串聯(lián)寄生電感，并顯著降低正向電壓降。

7.2 封裝熱阻

? 最大允許結(jié)到引腳的熱阻計算為：

8. 一般準(zhǔn)則

8.1 印刷電路板版圖

? 自舉二極管應(yīng)盡可能靠近自舉電容。

8.2 自舉部件

在量化自舉阻抗和初次自舉充電時的電流時，必須考慮自舉電阻 (RBOOT)。如果需要電阻和自舉二極管串聯(lián)時，首先確認(rèn) VB 不會低于 COM （地），尤其是在啟動期間和極限頻率和占空比下。

自舉電容(CBOOT)使用一個低ESR電容，比如陶瓷電容。VDD 和 COM 之間的電容，同時支持低端驅(qū)動器和自舉電容的再充電。建議該電容值至少是自舉電容的十倍以上。

自舉二極管必須使用較低的正向壓降，為了快速恢復(fù)，開關(guān)時間必須盡可能快，如超高速。