1.6 MHz降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器中的斜率補償設(shè)計

　　1 引 言

　　Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計中常采用PWM反饋控制方式以調(diào)節(jié)輸出電壓或電流。PWM控制方式分電流模式控制和電壓模式控制兩種方式。電流模式控制方式是電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)雙環(huán)控制，輸入電壓和負(fù)載的變化將首先反應(yīng)在電感電流上，在輸入電壓或負(fù)載改變時具有更快的響應(yīng)速度。

　　電流模式控制方式有峰值電感電流控制和平均電感電流控制兩種方式。峰值電感電流控制由于其優(yōu)點被廣泛應(yīng)用，但其存在固有的開環(huán)不穩(wěn)定現(xiàn)象，在提高快速性的同時，也帶來了穩(wěn)定性的問題。當(dāng)輸入電壓降至一個接近輸出電壓的值時，占空比向最大導(dǎo)通時間增加，輸入電壓的進一步降低將使主開關(guān)在超過一個周期的時間里保持導(dǎo)通狀態(tài)，直到占空比達100％，這時電路可能會發(fā)生子諧波振蕩，需要通過一個斜率補償電路來保持這種恒定架構(gòu)的穩(wěn)定性，在大占空比情況下是通過給電感電流信號增加一個補償斜坡來實現(xiàn)的。

　　設(shè)計降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器時，解決固定頻率峰值電流控制方式的開環(huán)不穩(wěn)定情況需要做深入的研究。文章從一般的線性斜率補償電路人手，分析了分段線性斜率補償電路，提出一種改進的實際應(yīng)用電路圖，并給出了分析和模擬仿真結(jié)果。

　　2 原理分析

　　2.1 斜率補償原理

　　PCM控制的Buck型DC-DC轉(zhuǎn)換器如圖1所示。由于增加了電流內(nèi)環(huán)控制，電感電流采樣后，疊加斜率補償電路，合成信號與誤差放大器的輸出送入PWM比較器比較，誤差電壓進入PWM比較器參與占空比的調(diào)節(jié)，經(jīng)過RS觸發(fā)器等邏輯控制單元，有效保證輸出Vout的穩(wěn)定。其中占空比D=Vout／Vin。

　　峰值電感電流調(diào)節(jié)系統(tǒng)有其固有的局限性，占空比變化時對峰值電感電流IL的影響如圖2所示，VOSC是振蕩器的一路輸出控制電壓，對應(yīng)占空比的變化。

　　其中：，在N個周期后， 。如果m2<m1，即占空比小于50％時，峰值電感電流的擾動收斂；如果m2>m1，即占空比大于50％時，峰值電感電流的擾動發(fā)散，擾動在每個周期的放大后，使得系統(tǒng)極不穩(wěn)定，所以未加斜率補償?shù)南到y(tǒng)電源的抗干擾性極差。

　　加入補償電流后的電感電流IL擾動過程如圖3所示。此時，當(dāng)m>0.5 m2時的補償可以使電感電流明顯收斂，能很好地使系統(tǒng)達到穩(wěn)定。

　　2.2 線性補償電路的原理及方法

　　從前一節(jié)的基本原理可以得出，在采樣電感電流上疊加一個斜坡電流可以達到預(yù)期要求。補償方式有多種，下面研究圖4所示的差分放大器結(jié)構(gòu)。

　　這是一個典型的差分放大器電路，也可以說是比較器電路。設(shè)V1為參考電壓Vref，如圖4所示，在V2遠(yuǎn)小于參考電壓時，I1基本為0，Iss全部流入M4，即I2=Iss；當(dāng)V2等于參考電壓時，I1=I2=Iss／2，事實上M2進入線性區(qū)時M1就漏入電流，即在Vref-Vid,max時就已經(jīng)存在電流，事實上的翻轉(zhuǎn)點提前Vid,max，如圖5所示。其中Vid,max為最大
過驅(qū)動電壓。

　　I1的一個支路流出作Islope，于是得到一個斜率固定的補償斜坡。但是，用此斜率來補償所有占空比條件使芯片都能穩(wěn)定工作，往往會因為補償量過大而影響峰值電感電流，空載時甚至使電流?？刂剖АＴO(shè)計時往往會考慮兩段或多段補償甚至自適應(yīng)補償來滿足整個系統(tǒng)的要求。

　　3 分段線性斜率補償及改進型斜率補償電路

　　圖6是兩種線性斜率補償電路，均可提供兩段線性補償斜坡。Vosc均為振蕩器的一路輸出，圖6(a)中Vref1和Vref2為基準(zhǔn)輸出，且Vref1>Vref2，大占空比時Vctr1關(guān)斷M3管；Vosc較小時，M1和M2均關(guān)斷，沒有補償電流，Vosc逐漸增大，由于Vref1>Vref2，M1首先導(dǎo)通，I1提供斜率補償電流；Vosc繼續(xù)增大，M2導(dǎo)通，I1+I2共同提供斜率補償電流。圖6(b)中Vref為基準(zhǔn)輸出，M5和M6均為有源負(fù)載，如果把圖中M1和M3的寬長比取值為(W／L)1：(W／L)3=1：4，利用公式，根據(jù)Vid,max1：Vid,max3=2：1，M1和M3線性區(qū)的寬度不同，二者導(dǎo)通時間也就不同；Vosc逐漸變大，達到Vref時，Vid,max最大的M1管首先進入線性區(qū)，∑I=I1；Vosc繼續(xù)升高，Vid,max稍小的M3管也進入線性區(qū)，∑I=I1+I3鏡像放大后提供補償電流。

　　可以看到，二者均能提供兩種占空比條件下的補償電流，圖6(a)通過R1調(diào)節(jié)VD從而控制M1和M2的工作狀態(tài)；圖6(b)則是通過VG以及管子的線性區(qū)寬度控制。為獲得對應(yīng)更多占空比變化的多段斜率補償電流，經(jīng)驗證，采用圖6(b)的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)方便而且調(diào)節(jié)效果好。理論上可以并聯(lián)多段以得到斜率不同的電流，取決于系統(tǒng)對補償斜坡的要求，但是由于Vid本身就很小，分段太細(xì)在精度上很難達到要求。圖7分別為一段、兩段和四段斜率補償電流的示意圖，占空比變化時分段越多對電感電流的調(diào)節(jié)效果越好。

　　基于上述理論分析，本文提出一種基于圖6(b)的改進型應(yīng)用電路結(jié)構(gòu)設(shè)計，如圖8所示。此電路分四段補償，占空比升高對應(yīng)四段斜率變大的補償斜坡。設(shè)計四對管的寬長比不同，充分利用這四對管子的線性區(qū)動態(tài)范圍不同，以產(chǎn)生四段補償斜坡對應(yīng)占空比變化。圖8中M1～Mg組成四對比較器；M12～M22提供偏置電流，M9為有源負(fù)載，M10～M11將補償電流∑I鏡像放大?；鶞?zhǔn)輸出VL及VH作為斜率補償?shù)膬蓚€參考點，由基準(zhǔn)電路輸出，Vosc為振蕩器的一路輸出。取M1，M3，M5，M7的參數(shù)為，從而可以得到相應(yīng)的gm和過驅(qū)動電壓Vid,max關(guān)系。

　　Vosc逐漸變大，達到VL時，Vid,max最大的M1管首先進入線性區(qū)，繼續(xù)升高，Vid,max稍小的M3管也進入線性區(qū)；Vosc升高到VH時，M5管進入線性區(qū)，繼續(xù)升高，Vid,max稍小的M7管進入線性區(qū)。從圖8中可以得到整體電流∑I。∑I經(jīng)過比例放大作為斜率補償電流再與電感電流進行疊加，電流∑I表示為：

　　4 仿真結(jié)果與分析

　　將此電路模型應(yīng)用于一款同步整流1.6 MHz降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器，基于CSMC 0.5 μm CMOS工藝，利用Cadence Spectre仿真，得到仿真結(jié)果如圖9所示。

　　通過仿真結(jié)果可以得到，當(dāng)Vosc比較小即占空比較小時，不進行補償，可以看到斜率補償電路輸出電流為零；Vosc逐漸變大，補償?shù)碾娏餍甭室仓饾u變大，共有四段補償斜坡，分別對應(yīng)四段逐漸增大的占空比情況。在工作頻率為1.6 MHz時，此斜率波形能較好地補償電感電流，從而避免子諧波振蕩以及過補償?shù)陌l(fā)生，有效地保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

　　5 結(jié) 語

　　本文討論了線性斜率補償電路的原理及電路結(jié)構(gòu)，設(shè)計了一種能較好地工作在1.6 MHz的降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換器的斜率補償電路，且原理簡單易于實現(xiàn)。本款電路同樣適用于升壓轉(zhuǎn)換電路。