電源設(shè)計(jì)中碰到的IC驅(qū)動(dòng)電流不足的解決辦法

　　電源設(shè)計(jì)中，工程師通常會(huì)面臨控制IC驅(qū)動(dòng)電流不足的問(wèn)題，或者面臨由于柵極驅(qū)動(dòng)損耗導(dǎo)致控制IC功耗過(guò)大的問(wèn)題。為緩解這一問(wèn)題，工程師通常會(huì)采用外部驅(qū)動(dòng)器。半導(dǎo)體廠商（包括TI在內(nèi)）擁有現(xiàn)成的MOSFET集成電路驅(qū)動(dòng)器解決方案，但這通常不是成本最低的解決方案。通常會(huì)選擇價(jià)值幾美分的分立器件。

　　簡(jiǎn)單的緩沖器可驅(qū)動(dòng)2Amps以上的電流，F(xiàn)MMT618的更高電流驅(qū)動(dòng)器可增強(qiáng)驅(qū)動(dòng)能力。

圖一

　　圖1中的示意圖顯示了一個(gè)NPN/PNP發(fā)射跟隨器對(duì)，其可用于緩沖控制IC的輸出。這可能會(huì)增加控制器的驅(qū)動(dòng)能力并將驅(qū)動(dòng)損耗轉(zhuǎn)移至外部組件。許多人都認(rèn)為該特殊電路無(wú)法提供足夠的驅(qū)動(dòng)電流。

　　如圖2中hf曲線所示，通常廠商都不會(huì)為這些低電流器件提供高于0.5A的電流。但是，該電路可提供大大高于0.5A的電流驅(qū)動(dòng)，如圖1中的波形所示。就該波形而言，緩沖器由一個(gè)50Ω源驅(qū)動(dòng)，負(fù)載為一個(gè)與1Ω電阻串聯(lián)的0.01 uF電容。該線跡顯示了1Ω電阻兩端的電壓，因此每段接線柱上的電流為2A.該數(shù)字還顯示MMBT2222A可以提供大約3A的電流，MMBT3906吸收2A的電流。

　　事實(shí)上，晶體管將與其組件進(jìn)行配對(duì)（MMBT3904用于3906，MMBT2907用于2222）。這兩個(gè)不同的配對(duì)僅用于比較。這些器件還具有更高的電流和更高的hfe， 如FMMT618/718對(duì)，其在6A電流時(shí)具有100 的hfe（請(qǐng)參見(jiàn)圖2）。與集成驅(qū)動(dòng)器不同，分立器件是更低成本的解決方案，且有更高的散熱和電流性能。

　　圖2：諸如FMMT618的更高電流驅(qū)動(dòng)器可增強(qiáng)驅(qū)動(dòng)能力-

　　圖3顯示了一款可使您跨越隔離邊界的簡(jiǎn)單緩沖器變量情況。一個(gè)信號(hào)電平變壓器由一個(gè)對(duì)稱(chēng)雙極驅(qū)動(dòng)信號(hào)來(lái)驅(qū)動(dòng)。變壓器次級(jí)繞組用于生成緩沖器電力并為緩沖器提供輸入信號(hào)。二極管D1和D2對(duì)來(lái)自變壓器的電壓進(jìn)行調(diào)整，而晶體管Q1和Q2則用于緩沖變壓器輸出阻抗以提供大電流脈沖，從而對(duì)連接輸出端的FET進(jìn)行充電和放電。該電路效率極高且具有50%的占空比輸入（請(qǐng)參見(jiàn)圖3中較低的驅(qū)動(dòng)信號(hào)），因?yàn)槠鋵Ⅱ?qū)動(dòng)FET柵極為負(fù)并可提供快速開(kāi)關(guān)，從而最小化開(kāi)關(guān)損耗。這非常適用于相移全橋接轉(zhuǎn)換器。

　　如果您打算使用一個(gè)小于50%的上方驅(qū)動(dòng)波形（請(qǐng)參見(jiàn)圖3），那么就要使用緩沖變壓器。這樣做有助于避免由于轉(zhuǎn)換振鈴引起的任意開(kāi)啟EFT一次低電平到零的轉(zhuǎn)換可能會(huì)引起漏電感和次級(jí)電容，從而引發(fā)振鈴并在變壓器外部產(chǎn)生一個(gè)正電壓。

　　圖3：利用幾個(gè)部件您就可以構(gòu)建一款獨(dú)立驅(qū)動(dòng)器

　　總之，分立器件可以幫助您節(jié)約成本。價(jià)值大約0.04美元的分立器件可以將驅(qū)動(dòng)器IC成本降低10倍。分立驅(qū)動(dòng)器可提供超過(guò)2A的電流并且可以使您從控制IC中獲得電力。此外，該器件還可去除控制IC中的高開(kāi)關(guān)電流，從而提高穩(wěn)壓和噪聲性能。

　　我們來(lái)了解一下自驅(qū)動(dòng)同整流器并探討何時(shí)需要分立驅(qū)動(dòng)器來(lái)保護(hù)同步整流器柵極免受過(guò)高電壓帶來(lái)的損壞。理想情況下，您可以利用電源變壓器直接驅(qū)動(dòng)同步整流器，但是由于寬泛的輸入電壓變量，變壓器電壓會(huì)變得很高以至于可能會(huì)損壞同步整流器。

　　圖4顯示的是用于控制同步反向拓?fù)渲蠶2傳導(dǎo)的分立器件。該電路可以讓您控制開(kāi)啟柵極電流并保護(hù)整流器柵極免受高反向電壓的損壞。該電路可以用變壓器輸出端的負(fù)電壓進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。12V輸入與5V輸出相比負(fù)電壓值很大，從而引起Q1傳導(dǎo)并短路電源FET Q2上的柵-源電壓，迅速將其關(guān)閉。由于基極電流流經(jīng) R2，因此在加速電容C1上就有了一個(gè)負(fù)電壓。在此期間，一次側(cè) FET將會(huì)發(fā)生傳導(dǎo)并在變壓器磁化電感中存儲(chǔ)能量。一次側(cè)FET關(guān)閉時(shí)，變壓器輸出電壓在正電壓范圍擺動(dòng)。Q2柵-源通過(guò)D1和R1被迅速前向偏置。C1放電時(shí)，D2對(duì)Q1基極-發(fā)射極連接進(jìn)行保護(hù)。在一次側(cè)FET再次開(kāi)啟之前，該電路會(huì)一直保持這種狀態(tài)。正如同步降壓轉(zhuǎn)換器那樣，輸出電流會(huì)真正地對(duì)輸出電容進(jìn)行放電。開(kāi)啟一次側(cè)FET會(huì)衰減變壓器二次側(cè)上的電壓并去除Q2的正驅(qū)動(dòng)。這種轉(zhuǎn)換會(huì)導(dǎo)致明顯的貫通疊加一次側(cè) FET和 Q2 傳導(dǎo)次數(shù)。為了最小化該次數(shù)，當(dāng)一次側(cè)和二次側(cè)FET均開(kāi)啟時(shí)，Q1將會(huì)盡快地短路同步整流器上的柵-源。

　　圖4：Q1 快速關(guān)閉同步反向-

　　圖5顯示的是用于控制同步正向轉(zhuǎn)換器中Q1和Q4傳導(dǎo)的分立驅(qū)動(dòng)器。在此特殊的設(shè)計(jì)中，輸入電壓很寬泛。這就是說(shuō)兩個(gè)FET的柵極可能會(huì)有超過(guò)其額定電壓的情況，因此就需要一個(gè)鉗位電路。當(dāng)變壓器輸出電壓為負(fù)數(shù)，該電路就會(huì)開(kāi)啟Q4二極管D2和D4將正驅(qū)動(dòng)電壓限制在4.5V左右。D1和D3將FET關(guān)閉， 該FET由變壓器和電感中的電流進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。Q1和Q4將反向柵極電壓鉗位到接地。在此設(shè)計(jì)中，F(xiàn)ET 具有相當(dāng)小柵極電感，因此轉(zhuǎn)換非常迅速。較大的FET可能需要實(shí)施一個(gè)PNP晶體管對(duì)變壓器繞組進(jìn)行柵極電容去耦并提升開(kāi)關(guān)速度。為柵極驅(qū)動(dòng)轉(zhuǎn)換器Q2和Q3選擇合適的封裝至關(guān)重要，因?yàn)檫@些封裝會(huì)消耗轉(zhuǎn)換器中大量的電能（這是因?yàn)樵?FET 柵極電容放電期間這些封裝會(huì)起到線性穩(wěn)壓器的作用）。此外，由于更高的輸出電壓R1和R2中的功耗可能也會(huì)很高。

　　圖5 ：D2和D4限制了該同步正向驅(qū)動(dòng)器中正柵極電壓

　　總之，許多具有同步整流器的電源都可以使用變壓器的繞組電壓來(lái)驅(qū)動(dòng)同步整流器的柵極。寬范圍輸入或高輸出電壓需要調(diào)節(jié)電路來(lái)保護(hù)柵極。在圖4所示的同步反向結(jié)構(gòu)中，我們向您介紹了如何在保持快速的開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換的同時(shí)控制同步整流器柵極上的反向電壓。與之相類(lèi)似在圖2的同步正向結(jié)構(gòu)中，我們向您介紹了如何限制同步整流器柵極上的正驅(qū)動(dòng)電壓。