控制開關(guān)頻率，優(yōu)化完整負(fù)載及線路電壓范圍內(nèi)的能效

環(huán)保因素已經(jīng)為當(dāng)代電源設(shè)計(jì)催生新的能效要求。例如，80 PLUS倡議及其銅級(jí)、銀級(jí)和金級(jí)衍生標(biāo)準(zhǔn)(見(jiàn)參考資料[1])迫使臺(tái)式機(jī)及服務(wù)器制造商尋求創(chuàng)新的方案。一項(xiàng)重點(diǎn)就在于功率因數(shù)校正(PFC)段，此段跟EMI濾波器一起在低線路電壓、滿載條件下可能消耗輸出功率的5%至8%。

然而，在一般情況下，相關(guān)器件并不是總是以它們?cè)O(shè)計(jì)的最大功率工作，而只有短時(shí)間以最大功率工作。因此，要有效地節(jié)能，“綠色要求”不僅針對(duì)滿載能效。相反，這些要求傾向于因應(yīng)實(shí)際工作條件，規(guī)定在滿額功率20%、50%及100%等不同負(fù)載狀況下的最低平均能效等級(jí)，或是能效比。

因此，中低負(fù)載條件下的能效比已成為要應(yīng)對(duì)的要點(diǎn)。降低開關(guān)頻率是減小這些條件下功率損耗的常見(jiàn)選擇。要在極低功率條件下提供極高能效，這方案在中等功率等級(jí)的應(yīng)用就必須非常審慎。本文將闡釋如何管理開關(guān)頻率以提供最優(yōu)能效性能。文中將簡(jiǎn)述電流控制頻率反走(CCFF)技術(shù)的原理。這種新方案在控制開關(guān)頻率方面極為有用，提供最優(yōu)的平均能效及輕載能效等級(jí)。

臨界導(dǎo)電模式或不連續(xù)導(dǎo)電模式

開關(guān)損耗難于精確預(yù)測(cè)。當(dāng)PFC升壓轉(zhuǎn)換器從臨界導(dǎo)電模式(CrM)跳轉(zhuǎn)到不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)時(shí)，我們還是可以根據(jù)工作模式來(lái)判定損耗趨勢(shì)。圖1顯示了這兩種模式在相同功率及線路條件下(如相同線路電流)的MOSFET電流波形。

無(wú)論在什么工作模式，線路電流是開關(guān)周期內(nèi)的電感電流的平均值，而開關(guān)周期就是PFC升壓轉(zhuǎn)換器之電磁干擾(EMI)濾波器工作的平均過(guò)程時(shí)間。

在CrM下，線路電流的計(jì)算非常簡(jiǎn)單(1)：

如上所述，DCM下的導(dǎo)通時(shí)間就是將CrM下的導(dǎo)通時(shí)間乘以一個(gè)因數(shù)m(m>1)，以維持提供恰當(dāng)?shù)墓β?。因此，電感峰值電流與電流周期時(shí)長(zhǎng)均乘以導(dǎo)通時(shí)間與退磁時(shí)間之和：

圖2顯示了沒(méi)有頻率反走條件下獲得的DCM損耗相對(duì)于CrM損耗的百分比。DCM損耗與CrM損耗之比根據(jù)等式(2)來(lái)計(jì)算，α比的值在1至10之間變化。當(dāng)α為1時(shí)，頻率并未降低，因此DCM損耗及CrM損耗相等，使二者之比為100%。α值越高，當(dāng)DCM能效降低時(shí)，DCM損耗與CrMR損耗之百分比就越高；相反，當(dāng)采用頻率反走

圖2顯示出：

- 當(dāng)導(dǎo)電損耗較高或處在相同范圍時(shí)，頻率反走技術(shù)增加了損耗(棕色跡線)。當(dāng)大的均方根電流在轉(zhuǎn)換器中環(huán)流時(shí)，如當(dāng)PFC段處在重負(fù)載、低線路電壓條件下，就出現(xiàn)這種情況。

- 當(dāng)導(dǎo)電損耗略小于開關(guān)損耗時(shí)，就需要有限程度地降低頻率。但程度必須有限。否則，就完全泯滅了在開關(guān)損耗方面的好處，或者是無(wú)法針對(duì)導(dǎo)電損耗增加(綠色及紫色跡線)提供補(bǔ)償。這種情況與線路及負(fù)載條件相對(duì)應(yīng)，導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器流動(dòng)中等的電流……

- 當(dāng)導(dǎo)電損耗相對(duì)于開關(guān)損耗極低時(shí)(藍(lán)色及橙色跡線)，頻率反走大幅降低總體損耗。然后，在線路電流較小的條件下，必須降低開關(guān)頻率。

應(yīng)當(dāng)注意的是，頻率反走技術(shù)帶給MOSFET開關(guān)損耗的好處被低估了(“DCM開關(guān)損耗為將CrM開關(guān)損耗最少除以

實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

下述數(shù)據(jù)是使用以NCP1631(見(jiàn)參考資料[2])驅(qū)動(dòng)的兩相交錯(cuò)式PFC段獲得的。此控制器采用頻率鉗位臨界導(dǎo)電模式(FCCrM)工作，還具有頻率反走功能。但應(yīng)當(dāng)指出的是，與CCFF(見(jiàn)下一段)相比，頻率鉗位并不取決于電流電平，而是在電流半正矢波范圍內(nèi)給定功率條件下保持恒定。圖3顯示了NCP1631 300 W評(píng)估板在施加了115 Vrms輸入電壓、10%、20%及50%負(fù)載條件下的能效。調(diào)節(jié)電路的反走特性以測(cè)量20%負(fù)載條件下三種不同工作頻率時(shí)的能效，并考慮測(cè)量其它兩種負(fù)載工作條件下兩種不同工作點(diǎn)時(shí)的能效。下面的數(shù)據(jù)印證了輕載條件下頻率下降時(shí)能效提升，且在負(fù)載較重時(shí)開關(guān)頻率逐漸減小的情況下能效降低。

電流控制頻率反走(CCFF)

沿襲這些能效考慮因素，安森美半導(dǎo)體推出了采用所謂的電流控制頻率反走(CCFF)技術(shù)以驅(qū)動(dòng)PFC升壓段的NCP1611和NCP1612 PFC控制器。在CCFF模式下，當(dāng)線路電流超過(guò)設(shè)定點(diǎn)時(shí)，PFC段采用傳統(tǒng)CrM工作。相反，當(dāng)電流低于此預(yù)設(shè)值時(shí)，在線路電流降低到0時(shí)，開關(guān)頻率下降到約20 kHz(見(jiàn)參考資料[3]和[4])。

實(shí)際上，這些控制器監(jiān)測(cè)線路電壓以構(gòu)建線路電流的信號(hào)表征。內(nèi)部計(jì)算產(chǎn)生一個(gè)電流，此電流結(jié)合外部電

對(duì)CrM PFC升壓段的開關(guān)頻率進(jìn)行鉗位通常導(dǎo)致線路電流失真，因?yàn)閭鹘y(tǒng)電流波形原理假定采用CrM工作這種傳統(tǒng)局限在NCP1611和NCP1612中得到了克服，其方式跟安森美半導(dǎo)體的FCCrM電路類似(如NCP1605)：集成了一個(gè)電路(稱為VTON處理模塊)來(lái)調(diào)制導(dǎo)通時(shí)間，以補(bǔ)償存在的死區(qū)時(shí)間。此模塊基于積分器(詳情參見(jiàn)產(chǎn)品數(shù)據(jù)表)，在對(duì)開關(guān)紋波進(jìn)行了恰當(dāng)濾波的條件下，其時(shí)間常數(shù)接近100 μs。

如圖5所示，在大線路電流條件下，CCFF升壓段傾向于采用CrM工作；隨著線路電流減小，控制器采用不連續(xù)導(dǎo)電模式(DCM)工作。通過(guò)這種方式，即使在DCM條件下，MOSFET導(dǎo)通時(shí)間被延長(zhǎng)，直至MOSFET漏極-源極電壓位于谷底以提供最佳節(jié)能效果。

CCFF技術(shù)進(jìn)一步催生了穩(wěn)定的谷底工作。

圖6 – NCP1612評(píng)估板在230 V、160 W條件下接近線路過(guò)零點(diǎn)時(shí)的工作。MOSFET漏極-源極電壓為紅色跡線，而藍(lán)色跡線代表的是MOSFET電流。

CCFF使寬負(fù)載條件下的能效曲線變得更平坦

我們基于NCP1611評(píng)估板進(jìn)行了測(cè)試(見(jiàn)參考資料[3])。這電路板是纖薄(厚度低于13 mm) PFC段，其設(shè)計(jì)旨在寬交流線路條件下提供160 W功率，如圖7所示。

此電路板的設(shè)計(jì)旨在采用CCFF工作。然而，通過(guò)迫使高于2.5 V時(shí)的線路電流信號(hào)表征來(lái)關(guān)閉CCFF頻率反走特性，此電路板也可以輕易地采用CrM工作。此外，通過(guò)防止線路信號(hào)表征下降至低于0.75 V，也可以關(guān)閉CCFF工作本身具有的跳周期能力。最后，這種多用性也支持測(cè)試三種模式：CrM、CCFF及關(guān)閉跳周期的CCFF，提供極佳的相互比較，因?yàn)樗鼈冊(cè)谙嗤膽?yīng)用中工作，且使用相同的外部元器件。這樣一來(lái)，就可以精確地比較這三種模式。

公平地比較也要求在有可能實(shí)現(xiàn)更好的定制方案時(shí)避免過(guò)大地影響某種模式的配置。但若每種模式都相同，便可能使其中某種模式不恰當(dāng)?shù)靥幱诓焕匚弧４穗娐返脑O(shè)計(jì)