[組圖]32W混合式音頻功率放大器
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不可否認，半導體工藝在過去一段時期內(nèi)已取得長足的進步，但仍有許多音響發(fā)燒友堅持認為電子管聲音性能更佳。
盡管電子管需要單獨的燈絲加熱電源，還需要高壓供電，但與固態(tài)器件相比，電子管仍有許多長處是其半導體對手所不具備的。因此，發(fā)燒友至今仍對膽機情有獨鐘是完全可理解的，為什么要用電子管呢?
首先，電子管容易激勵。在低頻段，電子管柵一陰間的阻抗高達100Mfl，而且不象VMOS那樣有大并聯(lián)電容。同時，電子管的一致性好，同一批產(chǎn)品，電子管樣品間的匹配比晶體管好得多。因此，用電子管來制作AB類放大輸出級，可能比用等效的固態(tài)器件遠為線性。由此可以斷言，電子管在近期內(nèi)決不會消失，尤其在音響領(lǐng)域。
出于一種探索心理，我們用一對以前曾得到廣泛使用的電子管EL34，并由固態(tài)電路來驅(qū)動。
我們認為用EL34作為輸出電子管是一種最佳選擇，其理由是：首先，EL34有高達25W的板極耗散。同時，可以安插在較為便宜的標準八腳鎖緊管座上。至于所以采用固態(tài)驅(qū)動器，則在閱讀本文的過程中會逐漸了解的?，F(xiàn)在讓我們首先研究有關(guān)輸出級的基本情況。
電子管輸出級的最簡形式為單端A類三級管放大器，如圖1a)所示。因為電子管具有有限的容性電流及相當大的內(nèi)阻，因此，板極驅(qū)動電壓通過一個阻抗匹配變壓器直接加到揚聲器上。這類系統(tǒng)工作狀態(tài)良好，但其理論上的最大效率僅為50％。通常因為板極特性的限制，其實際效率大都在25％左右。這樣看來，單端三極管輸出級似乎已成為昨日黃花。但是，音響發(fā)燒友又將它起死回生。如果你經(jīng)濟寬裕而又有興趣的話，可以化大價錢購置一個特制的三極電子管放大器，在英國需要30，000英磅。
電子管輸出級
一般的電子管輸出級示于圖1b，為簡化計，電子管均表示為三極管。輸出從電子管的板極饋至輸出變壓器的初級。初級繞組的中心抽頭接至正電源。
當同相和反相輸入信號加至電子管的柵極時，即獲得推挽作用。對于固態(tài)器件，這種工作類型取決于偏置電流。
推挽級通常具有抵銷偶次諧波和增大輸出功率的優(yōu)點。此外，尚可消除板極上的噪聲電壓，抑制大功率電源的紋波。
在這類電路中使用EL34，加上適當?shù)母唠妷海梢垣@得20～50W的功率輸出。但是，電子管輸出級的主要設(shè)計任務(wù)在于輸出變壓器，特別是保證良好的頻響，更有賴于輸出變壓器的精心設(shè)計。
實際的變壓器與理論模型的區(qū)。別，在于前者需要考慮使初級電感足夠大，以獲得良好的低頻響應。類似地，在頻段高端，漏感和繞組電容限制了高頻響應。
一個實際變壓器的電路模型示于圖2，其中，圖2a為低頻等效電路，圖2中各元件為：r1是初級電阻，L1為初級漏感，r2為次級電阻，L2為等效次級漏感，R0為等效鐵耗電阻，L0為初級電感，C1和C2為初級和次級的等效集中電容，Cw為匝間電容，RL為次級負載。這里初級電感和電子管的板極阻抗構(gòu)成一高通濾波器。顯然，初級電感越大，低頻響應越好。圖2a中的Rp板極電阻，Rw為繞組電阻，L0初級電感，RL為次級負載乘以圈數(shù)比的平方。
圖2b所示為變壓器的高頻等效電路。在高頻段，初級電感足夠大，對頻響無影響，但是，漏感Lk繞線電容C共同構(gòu)成一個二階低通濾波器。
漏感和繞組電容均取決于變壓器的結(jié)構(gòu)方式。為了減少這兩個因素對頻響的影響，變壓器的繞組通常采用分段繞法+從等效電路可以明顯看出，為了得到良好的高頻響應，漏感必須力求最小。
當板極電阻給定，而在計算所需初級電感量時，可以看到，板極電阻越低，所需初級電感量也急劇降低。事實上，如果輸出阻抗可以做到零，則所需的初級電感也可以為零。類似地，可以證明，變壓器引入的失真，在很大程度上也取決于板極電阻，如能實現(xiàn)零阻抗驅(qū)動，則失真也降為零。
所以在一個裝置中優(yōu)先采用三極管輸出級，是因為三極電子管比五極管的板極阻抗低。因此，對于給定的低頻響應，三極管的輸出變壓器所必須的初級電感也可以較低。大多數(shù)實際設(shè)計都采用深度負反饋來降低有效的板極電阻。
通常，反饋取自變壓器的輸出繞組，即在反饋環(huán)內(nèi)包括有次級繞組。但是，由于輸出變壓器具有電抗元件，以這種方式可以引入的反饋量通常都有嚴格限制，以免引起寄生振蕩。
解決這個問題的最佳路徑是采用陰極輸出級，如圖3所示。此電路與固態(tài)電路中大家所熟悉的射極輸出器具有類似功能。其電壓增益總是小于1，但其輸出阻抗比通常陰極接地的三極管放大器要小得多。而失真通常也小一個數(shù)量級。
由于上述限制，使陰極輸出器更多的用于實驗室場合，因為驅(qū)動此類電路幾乎需要在高壓所允許的范圍內(nèi)給出雙倍的信號振幅，但是，在開發(fā)下面介紹的實用電路之前，曾試驗過推挽陰極輸出器，由一個級間變壓器(inte—stagtransformer)來驅(qū)動。不過，另外有一種辦法可以產(chǎn)生陰極輸出器同樣的效果，它具有一般電子管輸出級的全部優(yōu)點而很少副作用。此電路是跨導(transcon—ductance)放大器和跨阻(transresistance)放大器的合并，如圖4所示。
很難理解，為什么這種別致的電路未曾得到廣泛使用。因為此類電路用少量元件即可得到很好的性能。圖4a所示為工作方式有如普通虛擬接地放大器的跨阻放大器。
如果開環(huán)增益很高，則閉環(huán)性能由R1與R2之比來確定。如果R1由一恒流源來替代，則得圖4b，此放大器在其反相端可“看到”100％的負反饋，其電壓增益為零。
用一跨導放大器來代替恒流源，則放大器的輸出為IKl，由跨阻級產(chǎn)生的失真很小，因為反饋系數(shù)p(信號反饋比)幾乎為1。因為跨導放大器也可以做成單位增益，從而可得到個性能優(yōu)良的電路。
在目前的電路中，跨阻放大器由一電子管來構(gòu)成。而TL072運放反饋環(huán)中的晶體管則是跨導放大器的基礎(chǔ)。在整個音頻頻段，此電路給出的輸出阻抗大于10MI。所需的電壓增益可以通過改變跨導比R2來獲得，而跨導放大器和跨阻放大器的電壓增益均為1。從驅(qū)動電路來的、平衡良好的推挽輸出還需要驅(qū)動推挽輸出級。為此，可以將運放的反相輸入端經(jīng)一電阻和隔直流電容而方便地獲得對推挽輸出級的驅(qū)動。
圖4總括說明了整個設(shè)計思路，圖4a為普通工作的虛擬電路的跨阻抗放大器，圖4b為用恒定電流源替代電阻R2的電路，其反相輸入端上有100％的負反饋，電壓增益為零。圖4c為以跨導放大器來替代恒流源的電路，由于反饋系數(shù)p近似為1而使失真很小。圖4d將圖4C轉(zhuǎn)換為有電子管的混合電路。
有了圖4電路的基礎(chǔ)，現(xiàn)在可以討論圖5所示的混合式放大器的完整電路。輸入信號通過R1饋至A1的同相輸入端，從而設(shè)定了輸入阻抗。運放A1與晶體管Trl共同構(gòu)成一個如前所述的跨導放大器。反饋取自發(fā)射極電阻R3，經(jīng)R2至A1的反相輸入端。電阻R12和R13接至電源一Ve，并為Trl和Tr2提供偏置，以設(shè)定此級的靜態(tài)電流。
從Trl集電極來的輸出電流饋入R7，而電阻R7構(gòu)成了電子管V1柵極－板極之間的分路。電容C1使電子管的柵極與
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