pHEMT功率放大器的有源偏置解決方案

引言

圖1顯示了耗盡型pHEMPT RF放大器的簡化框圖。流經器件的RF信號路徑是從柵極到漏極，交流耦合電容將RF信號與漏極和柵極上的直流偏置電壓去耦。主電源電壓通過電感施加到FET晶體管的漏極。

圖1 耗盡型RF放大器的簡化架構

耗盡型器件的一個重要特性是，當柵極電壓等于0 V時，漏源電阻接近0 Ω。因此，要操作這種器件，必須對柵極施加負電壓。在圖1中，該電壓通過片上電感施加。

這種偏置方法的一個缺點是，兩個電源不能同時開啟。在柵極偏置電壓之前施加漏極偏置電壓會導致漏極電流突然增加，從而很快燒毀器件。因此，必須首先施加負柵極偏置電壓來夾斷溝道。開啟和關閉放大器時，應使用表1中的步驟。

表1 放大器步驟

實踐中可以跳過夾斷步驟。例如，如果知道正常工作的最終柵極電壓，那么可以立即施加該電壓，而無需經過夾斷步驟。

固定柵極電壓偏置

圖2顯示了耗盡型RF放大器建立并維持固定柵極電壓的電源管理電路。它使用開關穩(wěn)壓器、低壓差(LDO)穩(wěn)壓器和負載開關來產生漏極電壓。柵極電壓由ADP5600產生，該器件包含電壓逆變器和LDO穩(wěn)壓器。漏極電流由負電壓LDO穩(wěn)壓器的反饋電阻設置。為確保安全的電源時序，開關穩(wěn)壓器的使能(EN)引腳與負電壓發(fā)生器的電源良好(PGOOD)信號相連。這確保了負柵極電壓始終出現在漏極電壓之前。

圖2 固定柵極電壓偏置

圖3 固定漏極電流偏置(有源偏置控制)

此電路的主要缺點是沒有考慮RF放大器V_GATE與I_DRAIN關系的器件間差異。漏極電流的器件間差異（假設柵極電壓固定）可能很大，導致每個電路具有不同的漏極電流。漏極電流差異通常會影響壓縮(OP1dB)和三階交調失真(OIP3)（增益也會受到影響，但程度較?。?。這種方法的好處之一是漏極電流將根據RF輸入功率和RF輸出功率的變化而增加或減少。因此，如果RF輸入功率較低，功耗也會較低，反之亦然。

有源偏置控制

有源偏置控制是另一種方法。此技術不是固定柵極電壓，而是固定漏極電流。圖3中，有源偏置控制器通過測量漏極電流并改變柵極電壓來調節(jié)漏極電流，使該電流即使在不同的RF輸入條件下也能保持固定。此電路由LT8608降壓穩(wěn)壓器和HMC920有源偏置控制器組成，后者可支持3 V至15 V的漏極電壓和高達500 mA的總漏極電流。

HMC920內部的高電壓、高電流線性穩(wěn)壓器（LDOCC引腳）可產生3 V至15 V的正電壓和高達500 mA的電流。其輸出通過內部MOSFET開關連接至V_DRAIN端口，用于控制電源時序。為了設置功率放大器所需的漏極電壓，必須使用公式1調整LDO穩(wěn)壓器的反饋電阻R5和R8：

其中，V_DRAIN是所需的漏極電壓值，I_DRAIN是所需的漏極電流。常數0.5是內部MOSFET開關的R_DS(ON)值。

內部電荷泵產生負電壓V_GATE。通過讀取R_SENSE處的電壓，控制器檢測漏極電流并改變V_GATE處的電壓。要設置漏極電流，必須使用公式2改變R_SENSE（R4和R19）：

當通過施加電源電壓(V_DD)開啟HMC920時，會有一個信號發(fā)送至EN引腳以啟動控制環(huán)路。V_DRAIN最初會短接到地，以強制將其設為零。同時，V_GATE處的電壓最初會被拉低至最小電壓V_NEG。然后，V_DRAIN將提高至設定的漏極電壓值。R_SENSE上將產生電壓降，這會導致控制器改變柵極電壓。關斷期間，會有一個邏輯低電平信號發(fā)送至EN引腳。V_GATE將降低至V_NEG以切斷放大器，V_DRAIN處的電壓將降至零。V_GATE處的電壓最終將達到零。此周期遵循正確的電源時序，以確保耗盡型放大器安全運行。它還具有過流和欠流報警、短路保護、功率折返等安全特性。HMC920數據手冊中詳細解釋了該偏置控制器的其他安全機制。

該偏置控制器用作ADL8106寬帶低噪聲放大器的電源管理解決方案。ADL8106的工作頻率范圍為20 GHz至54 GHz，標稱漏極電壓為3 V，靜態(tài)漏極電流為120 mA。圖4和圖5顯示了相關的開啟和關斷波形。

圖4 開啟時的電源時序波形。一旦施加V_DD，EN變?yōu)楦唠娖骄捅硎究刂骗h(huán)路啟動。首先開啟V_GATE，然后開啟V_DRAIN

圖5 關斷時的電源時序波形。當V_DD被移除時，EN變?yōu)榈碗娖?。V_GATE將再次降至最小電壓V_NEG，V_DRAIN將降至零。然后，V_GATE最終將達到零

噪聲和雜散抑制

RF放大器RF輸出端的雜散和噪聲水平將取決于HMC920的輸出噪聲和雜散，以及放大器的電源調制比(PSMR)。圖6顯示了開關穩(wěn)壓器(LT8608)輸入端以及V_DRAIN和V_GATE輸出端口的PSRR曲線。圖7和圖8顯示了V_GATE和V_DRAIN電壓的輸出頻譜?；贏DL8106的PSMR，這些圖中還包含了顯示最大允許輸出噪聲和雜散的跡線。電源管理電路的輸出噪聲和雜散必須低于這些水平，以確保放大器的性能不會因電源管理電路而降低。

圖6 LT8608 + HMC920的電源電壓抑制比（V_DD=5 V，V_DRAIN=  V，I_DQ=120 mA，V_GATE=–0.64 V）

圖7 HMC920的V_GATE和V_DRAIN輸出頻譜以及ADL8106的最大允許噪聲限值

圖8 HMC920的V_GATE和V_DRAIN輸出頻譜以及ADL8106的最大允許噪聲限值

使用外部負電源操作HMC920

在前面的示例中，HMC920的內部負電壓發(fā)生器用于生成負柵極電壓。此外也可以使用外部負電源，如圖9所示。在這種情況下，ADP5600（逆變器和負LDO穩(wěn)壓器）用作產生柵極電壓的負電源。與使用內部負電壓發(fā)生器相比，其結果是噪聲系數略低且增益略高。

圖9 外部V_NEG模式下的ADL8106和HMC920框圖

圖10 使用HMC920的ADL8106在內部負電壓發(fā)生器模式和外部負電壓發(fā)生器模式下的噪聲系數

圖11 使用HMC920的ADL8106在內部負電壓發(fā)生器模式和外部負電壓發(fā)生器模式下的增益

該模式下的實際噪聲性能仍然取決于所用外部負電壓發(fā)生器所產生的輸出噪聲。從圖7和圖8中可以看出，在外部V_NEG模式下使用HMC920也會產生噪聲雜散，這些雜散仍低于最大允許電壓紋波限值。要利用此模式，必須將V_NEGFB引腳短接至地以禁用負電壓發(fā)生器的反饋控制。對于增強型放大器（正柵極電壓），V_NEGFB和V_GATEFB引腳都必須接地。

結語

耗盡型GaAs放大器因其寬帶寬和高動態(tài)范圍而廣泛用于RF應用。但是，此類放大器需要負偏置電壓，并且必須小心控制其電源時序?？梢允褂霉潭ǖ呢摉艠O電壓來偏置這種放大器。其好處是電流消耗是動態(tài)的，隨著RF輸出電平而變化。本文介紹的電路使用固定漏極電流，產生低噪聲漏極和柵極電壓并安全控制其時序，這些電壓不會降低RF放大器的額定性能。這樣器件間的性能差異會更小，因為每個器件都以相同的漏極電流運行。然而，這種方法的一個缺點是漏極電流是固定的，不隨RF功率水平而變化。在決定固定漏極電流水平時應謹慎考慮，它必須足夠高才能支持所需的最大輸出功率水平，但又不能過高以至于導致電流浪費。雖然可以使用外部負電源代替HMC920的內部負電壓發(fā)生器，但對噪聲的改善作用微乎其微。

關于作者

Gweneivere Lasay 2017年畢業(yè)于馬普阿大學，獲電子工程學士學位。她在功率半導體和SMPS設計領域擁有4年多的專業(yè)經驗。她于2022年3月加入ADI公司，擔任射頻和高速電源連接部門的產品應用工程師。