E類功率放大器簡介

了解E類放大器如何在射頻頻率下提高D類放大器的效率。

為了使D類放大器提供高效率，它需要相對于工作頻率非?？斓拈_關。隨著我們向越來越高的頻率發(fā)展，這變得越來越具有挑戰(zhàn)性。在D類射頻放大器中，開關間隔可能占據(jù)工作周期的相當大一部分。寄生電容的損耗也隨著頻率的增加而增加，這帶來了另一個問題。

E類功率放大器有效地克服了這些挑戰(zhàn)。與D類放大器一樣，這些是開關模式放大器。然而，它們的負載網(wǎng)絡是專門設計的，以最大限度地減少開關損耗，并將能量從分流器（晶體管輸出）電容引導到負載。在本文中，我們將討論E類放大器的設計如何避免高頻D類操作的陷阱。

D類和E類電路的對比

考慮圖1所示的互補電壓開關D類放大器。

互補電壓開關配置，節(jié)點A的寄生電容由Cp建模。

圖1.互補電壓開關配置，節(jié)點A的寄生電容由Cp建模

在上圖中，Cp對晶體管的寄生輸出電容進行了建模。晶體管在交替的半周期內(nèi)導通和截止，導致節(jié)點A處的電壓在VCC和地之間切換。每當發(fā)生轉(zhuǎn)變時，Cp的充電和放電都會導致一些能量在開關的導通電阻中以熱量的形式消散。

例如，對于從VCC到地的轉(zhuǎn)換，晶體管Q2導通并釋放最初存儲在Cp中的電荷。這會消耗Q2導通電阻中的一些能量。Cp充放電損失的總功率為：

方程式1

其中f是放大器的開關頻率。

D類放大器的操作涉及Cp的充電和放電，但存儲在電容中的能量不會傳遞到負載。事實上，Cp的值根本不會影響輸出射頻功率——它從電源中獲得的功率會因熱量而損失。

相比之下，圖2顯示了最簡單的E類放大器的電路示意圖。

低階E類放大器示意圖。

圖2.低階E類放大器示意圖

該電路中的晶體管被驅(qū)動以充當開關。RF扼流圈（L1）提供到電源的DC路徑，并在RF處近似開路。L0和C0形成將負載連接到晶體管集電極的串聯(lián)調(diào)諧電路。

晶體管和C0之間是分流電容（Csh）。分流電容包括在輸出端添加的電容器和設備輸出寄生電容。與D類放大器不同，存儲在該電容中的能量不會以熱量的形式消散，而是被引導到負載。

正如我們將在本文稍后看到的，Csh在E類放大器的操作中起著關鍵作用。然而，在我們開始之前，我們需要了解有限切換速度的問題。只有到那時，我們才能準備好討論E類功率放大器如何處理這個問題。

緩慢上升和下降時間對開關模式操作的影響

當開關的驅(qū)動信號理想時，它們近似于具有銳邊的矩形波形。為了更準確地反映實際情況，我們應該假設開關電流和電壓波形是梯形而不是矩形。如圖3所示。

實際開關的電流（頂部）和電壓（底部）波形呈現(xiàn)非零過渡間隔。

圖3.實際開關的電流（頂部）和電壓（底部）波形呈現(xiàn)非零過渡間隔

要理解圖3中的波形，請回想開關模式功率放大器背后的基本思想，即將晶體管作為開關而不是電流源操作可以提高效率。理想的開關不消耗功率，因為其電壓和電流的乘積始終為零。開關打開時，沒有電壓降；當開關關閉時，它沒有電流流動。由于晶體管不消耗功率，開關模式功率放大器的理論效率可以接近100%。

然而，在實踐中，晶體管不會瞬間改變狀態(tài)。在開關間隔期間，開關兩端的電壓和通過開關的電流都是可感知的。對于非零IV乘積，功率在晶體管中耗散，降低了放大器的效率。

E類放大器通過策略性地在時間上移動電壓和電流切換轉(zhuǎn)換來防止這種情況。理想情況下，即使開關轉(zhuǎn)換占RF周期的很大一部分，這也會導致晶體管中的零功耗。時序偏移是通過仔細設計負載網(wǎng)絡實現(xiàn)的，包括設備輸出端的分流電容（圖2中的Csh）。在接下來的部分中，我們將研究這種設計如何在關斷和接通轉(zhuǎn)換期間消除開關損耗。

消除開關關斷損耗

具有純電阻負載的電路將具有圖3所示的開關電壓和電流波形，其中開關電流的變化轉(zhuǎn)化為開關電壓的瞬時和成比例的變化。然而，如果我們在負載網(wǎng)絡中添加分流電容器，我們可以預期開關電壓和電流波形的邊緣之間會有一些延遲。這是因為電容器兩端的電壓變化（ΔVc）與電容成反比，如方程式2所示：

方程式2

對于給定的電流（I），額外的電容（C）在給定的時間間隔（Δt）內(nèi)減小ΔVc。因此，我們可以通過選擇足夠大的分流電容器來產(chǎn)生所需的定時偏移。

圖4顯示了添加時間延遲如何影響圖3中的波形。

通過將集電極電壓的上升延遲到開關電流減小到零之后而產(chǎn)生的波形。

圖4.通過將集電極電壓的上升延遲到開關電流減小到零之后而產(chǎn)生的波形

在圖4中，電壓和電流波形的非零部分在開關的ON到OFF轉(zhuǎn)換期間（T1和T3間隔）不重疊。因此，在關閉轉(zhuǎn)換期間，我們有IV=0，導致零功率損失。然而，T2間隔周圍的重疊——從OFF到ON的轉(zhuǎn)變——實際上增加了。

很明顯，僅僅引入延遲不足以消除兩組轉(zhuǎn)換期間的開關損耗。為了了解E類放大器如何在OFF到ON轉(zhuǎn)換期間消除開關功率損耗，我們需要檢查開關處于OFF狀態(tài)時的電路。

消除開關接通損耗

圖5顯示了開關關閉時E類放大器的負載網(wǎng)絡。

開關斷開時E類放大器的負載網(wǎng)絡。

圖5.開關斷開時E類放大器的負載網(wǎng)絡

在開關關閉后，E類放大器的負載網(wǎng)絡作為一個阻尼二階系統(tǒng)運行，其電感器（L0）和電容器（C0和Csh）中存儲了一些初始能量。雖然在這個半周期內(nèi)沒有向負載網(wǎng)絡施加輸入，但系統(tǒng)中存儲的初始能量會導致瞬態(tài)響應。由于RL耗散能量，瞬態(tài)響應最終消失。

為了深入了解負載網(wǎng)絡的響應，讓我們使用圖6中的LTspice示意圖。請注意，該電路的初始條件和元件值都是任意選擇的。

LTspice原理圖，用于檢查具有某些初始條件的串聯(lián)RLC電路的響應。

圖6.LTspice原理圖，用于檢查具有某些初始條件的串聯(lián)RLC電路的響應

從我們的電路理論課程中，我們知道元件的值會導致三種不同類型的瞬態(tài)響應：

過阻尼。

臨界阻尼。

欠阻尼。

圖7顯示了三個不同RL值下電容器（C1）兩端電壓的時間響應，使我們能夠檢查所有三個阻尼水平。

串聯(lián)RLC電路對R_L=10、20和30歐姆的響應。

圖7.串聯(lián)RLC電路對RL=10Ω、20Ω和30Ω的響應

雖然響應的形狀取決于組件值，但RL的存在確保了最終的電容器電壓為零。如果功率放大器中開關的OFF半周期足夠長，當開關接通時，電容器電壓實際上會降低到0V。與圖4所示的假設情況不同，這會自動消除OFF到ON轉(zhuǎn)換期間開關電流和電壓波形之間的重疊。

圖8顯示了E類放大器的典型（盡管不是理想）開關波形。

E類放大器的典型開關電流（頂部）和電壓（底部）波形。

圖8. E類放大器的典型開關電流（頂部）和電壓（底部）波形

總結(jié)

為了獲得最佳性能，E類放大器中的負載網(wǎng)絡應設計為產(chǎn)生臨界阻尼響應。我們將在以后的文章中討論其原因。然而，在此之前，我們將研究E類功率放大器設計的理想開關電壓和電流波形。我們還將討論生成這些波形的實際約束。