毫米波5G接收機(jī)多速率數(shù)據(jù)設(shè)計(jì)與研究

作者簡(jiǎn)介：張黎明（1980—），男，移動(dòng)通信測(cè)試事業(yè)部高級(jí)工程師。目前主要研究方向?yàn)橐苿?dòng)通信、數(shù)字信號(hào)處理、電子測(cè)量?jī)x器等。E-mail：zlm86400@qq.com。

目前，在毫米波5G 分析儀方面，主要以羅德與施瓦茨（R&S）、是德科技等為代表，其頻率范圍可達(dá)到43.5 GHz 以上，帶寬2 GHz，以超外差變頻方式產(chǎn)生模擬中頻信號(hào)輸出，EVM 指標(biāo)優(yōu)于3.0%，其基帶數(shù)字信號(hào)處理方式以高性能嵌入式硬件加速器為主。國(guó)內(nèi)毫米波5G 測(cè)試儀以中電科思儀為代表，頻率范圍、分析帶寬、EVM 解調(diào)指標(biāo)與國(guó)外水平相當(dāng)，但其基帶數(shù)字信號(hào)處理方式以FPGA 處理平臺(tái)為主。以國(guó)家“5G 新基建”政策為引領(lǐng)，為推動(dòng)國(guó)產(chǎn)關(guān)鍵核心器件、基站、終端等設(shè)備功能、性能、可靠性等指標(biāo)進(jìn)一步提高，依據(jù)行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)和廠家測(cè)試需求，研究毫米波5G 信號(hào)測(cè)試方法，在毫米波5G 技術(shù)驗(yàn)證、通信器/ 部件研發(fā)、5G 基站外場(chǎng)測(cè)試等領(lǐng)域填補(bǔ)了國(guó)內(nèi)空白，實(shí)現(xiàn)了國(guó)產(chǎn)化毫米波5G 測(cè)試儀開(kāi)拓性創(chuàng)新。[1-2]

1   方案設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)的“并行多相技術(shù)和任意深度FFT 處理技術(shù)”方案^[3-4] 主要完成目標(biāo)是：

1) 實(shí)現(xiàn)5G NR 大帶寬信號(hào)數(shù)據(jù)速率高效轉(zhuǎn)換；

2) 采用“任意處理深度”FFT 頻域信號(hào)分析。

1.1 多速率采樣原理方案^[5-6]

信號(hào)處理領(lǐng)域的采樣定理通?？煞譃榈屯ú蓸佣ɡ砗蛶ú蓸佣ɡ?。其中，帶通采樣定理主要用于將位于一定頻帶的模擬中頻信號(hào)下變頻到模擬零中頻（基帶）。而經(jīng)典奈奎斯特低通采樣定理定義為，1 個(gè)帶寬受限信號(hào)可以唯一地由1 組時(shí)間間隔不等的均勻釆樣值來(lái)決定，也就是說(shuō)當(dāng)A/D 采樣率以不低于信號(hào)最高頻率兩倍采樣時(shí)，其采樣的離散信號(hào)樣值可以準(zhǔn)確恢復(fù)原始信號(hào)。但是，假如信號(hào)最高頻率很高且?guī)挶容^窄，此時(shí)對(duì)信號(hào)進(jìn)行中頻低通采樣，根據(jù)定理則需要高于2 倍最高速率，這將導(dǎo)致A/D 采樣速率急劇增高，增大后級(jí)數(shù)字信號(hào)處理（同步解調(diào)等）工作量，無(wú)法滿足實(shí)時(shí)性要求。綜上所述，對(duì)于低通采樣數(shù)據(jù)率較高且信號(hào)帶寬遠(yuǎn)小于最高頻率50% 時(shí)，宜采用帶通采樣定理進(jìn)行無(wú)失真采樣。奈奎斯特帶通采樣定律是，對(duì)于一個(gè)通帶信號(hào)x(t) 而言，其信號(hào)頻帶位于[f_L，f_H] 之間，信號(hào)帶寬BW=Fh-Fl，則A/D 采樣率fS 必須滿足下式：

其中，N 為正整數(shù)且滿足f_S ≥ 2B，此時(shí)采樣率Fs 可以恢復(fù)原始模擬信號(hào)x(t)。假如，N 為0 且fL 也為0 時(shí)，奈奎斯特帶通采樣定律就變成特殊的低通采樣了。同時(shí)，用f₀=(f_L+f_H)/2 進(jìn)行等效代換得到采樣率f_S 與f₀ 間關(guān)系如下：

同理，式（2）中N 為正整數(shù)且滿足f_S ≥ 2B。綜上所述，5G NR 大帶寬多速率信號(hào)采樣方案如圖1 所示。

1.2 多速率重采樣原理方案^[7-8]

數(shù)字信號(hào)的重采樣即多速率信號(hào)處理，其定義為把1 個(gè)數(shù)字信號(hào)采樣率從某個(gè)固定采樣率變換成另一種不同采樣率的過(guò)程。在5G NR 大帶寬接收機(jī)設(shè)計(jì)過(guò)程中，由于物理層時(shí)頻資源配置不同會(huì)導(dǎo)致信號(hào)BWP 帶寬不同，必然會(huì)采用重采樣技術(shù)進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理。其中，信號(hào)抽取定義為降低信號(hào)采樣率；信號(hào)插值定義為提高信號(hào)采樣率。

一般來(lái)說(shuō)，5G NR 大帶寬信號(hào)A/D 采樣帶寬遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)實(shí)際OFDM 信號(hào)處理帶寬，此時(shí)基帶信號(hào)嚴(yán)重處于過(guò)采樣狀態(tài)，為滿足后級(jí)解調(diào)處理，通常采用抽取來(lái)降低數(shù)據(jù)采樣率，進(jìn)而降低信號(hào)信息的冗余度以便后級(jí)處理。當(dāng)釆樣率剛好是信號(hào)傳輸速率的整數(shù)倍時(shí)，通過(guò)整數(shù)倍抽取就可以降低數(shù)據(jù)率，這種結(jié)構(gòu)的實(shí)現(xiàn)相對(duì)容易。但當(dāng)采樣率不是信號(hào)傳輸速率的整數(shù)倍時(shí)，就涉及到一個(gè)分?jǐn)?shù)倍重采樣的問(wèn)題了。此時(shí)，需要構(gòu)建分?jǐn)?shù)倍重采樣濾波器組，即先插值后抽取。由插值和抽取級(jí)聯(lián)構(gòu)成的分?jǐn)?shù)倍抽取方案，如圖2 所示。

綜上所述，在數(shù)字信號(hào)處理中改變數(shù)字采樣率，采用先進(jìn)行插值后進(jìn)行抽取，可以避免造成頻率混疊。抽取時(shí)原始信號(hào)的頻譜被周期拓展，如果原始信號(hào)最高頻率大于抽取之后采樣率的50% 就會(huì)發(fā)生混疊。插值也會(huì)讓頻譜周期拓展，但由于輸出信號(hào)點(diǎn)數(shù)增多，所以頻率分量只是周期存在，不會(huì)發(fā)生混疊。為此，無(wú)論是抽取還是插值，后面都需要進(jìn)行1 次數(shù)字濾波。根據(jù)插值、抽取等效變換，可以節(jié)省1 個(gè)重采樣濾波器。

其插值原理如下：

即，插值后的序列v(n) 時(shí)域表達(dá)式為：

其抽取原理如下：

此時(shí)，濾波器h(n) 既充當(dāng)了前一級(jí)插值后的鏡像頻率抑制，又充當(dāng)后一級(jí)抽取濾波器的抗混疊頻率分量，兩者合二為一，節(jié)省FPGA 資源。同時(shí)，由于插值因子L和抽取因子M 可以為任意整數(shù)，因此，該原理已經(jīng)可以實(shí)現(xiàn)任意分?jǐn)?shù)倍抽取濾波，而且其Fir 濾波器的歸一化截止頻率為：

1.3 基于FPGA分?jǐn)?shù)倍抽取實(shí)現(xiàn)方案

根據(jù)以往所掌握的知識(shí)和技術(shù)，基于直接型數(shù)字濾波器的采樣率轉(zhuǎn)換器盡管可顯著降低運(yùn)算復(fù)雜度，但由于其具有以較高的采樣率對(duì)延時(shí)狀態(tài)變量寄存器進(jìn)行控制，導(dǎo)致插值運(yùn)算器中必須用較高的運(yùn)算頻率，增加FPGA 的功耗同時(shí)也帶來(lái)電路的不穩(wěn)定。為解決這一難題，我們采用改進(jìn)的S/P 和P/S 轉(zhuǎn)換器構(gòu)建FPGA 的多項(xiàng)數(shù)字濾波架構(gòu)。具體架構(gòu)圖如圖4 所示。

該轉(zhuǎn)換器（數(shù)字濾波器）具有如下特點(diǎn)：

● 全部與零的加法、乘法全部省略；

● 系統(tǒng)運(yùn)算都是以低于輸入或輸出采樣率進(jìn)行計(jì)算；

● 全部信號(hào)處理采用塊運(yùn)算架構(gòu)；

● 數(shù)據(jù)計(jì)算潛伏時(shí)間最小。

1.4 任意深度FFT實(shí)現(xiàn)方案

在接收5G 毫米波大帶寬信號(hào)時(shí)，假如需要分析100 MHz 帶寬信號(hào)，輸入序列長(zhǎng)度為10 ms，那么其IQ數(shù)據(jù)樣點(diǎn)數(shù)為：

122.88 MHz × 10 000μs = 1 228 800 （7）

即5G NR 的100 MHz 帶寬信號(hào)在標(biāo)稱(chēng)采樣率122.88 MHz 下，序列長(zhǎng)度1 228 800 遠(yuǎn)大于FPGA 內(nèi)部Xilinx 等可編程邏輯廠商典型FFT IP 核的65 536 限值。

而在新型頻域信號(hào)分析時(shí)，接收機(jī)有必要處理任意長(zhǎng)度FFT（一般指2μ），假如不采用現(xiàn)成的FFT IP 核，就需要自己編寫(xiě)FFT，不但耗時(shí)且穩(wěn)定性和資源消耗比會(huì)很差，因此就需要運(yùn)用Weltch 算法思想，把需要分析的長(zhǎng)序列進(jìn)行分解，一般根據(jù)測(cè)試指標(biāo)要求，先計(jì)算出頻譜分辨率，例如100 MHz 的NR 信號(hào)的ACLR 中經(jīng)常需要頻率分辨率達(dá)到30 kHz，則其需要最小FFT 處理深度為：

122.88×1 000 ÷ 30 = 4 096 （8）

也就是說(shuō)，4 096 點(diǎn)深度的FFT 在122.88 MHz 采樣率下的頻率分辨率已經(jīng)可以達(dá)到30 kHz。此時(shí)，傳統(tǒng)FFT深度已經(jīng)固定在4 096 點(diǎn)了，可以連續(xù)處理4 096 個(gè)時(shí)域樣點(diǎn)。

4096 ÷122.88 = 33.33 （9）

式（9）表示，時(shí)域一次性處理4 096 點(diǎn)IQ 數(shù)據(jù)需要消耗33.33 μs，即300 次循環(huán)4 096 次FFT 處理數(shù)據(jù)長(zhǎng)度才能達(dá)到一個(gè)5G 無(wú)線幀長(zhǎng)度（10 ms）。具體FPGA 實(shí)現(xiàn)方案如圖5 所示。

2   測(cè)試結(jié)果

基于5252D 基站測(cè)試儀硬件平臺(tái)進(jìn)行數(shù)據(jù)采集處理，對(duì)比測(cè)試儀器R&S FSW 寬帶矢量信號(hào)分析儀。

FSW 為對(duì)標(biāo)儀器，驗(yàn)證本文的方案可行性，圖6為測(cè)試驗(yàn)證環(huán)境，對(duì)ACLR、SEM 等核心5G 接收指標(biāo)進(jìn)行測(cè)試。

表1 表示5252D 基站測(cè)試儀硬件平臺(tái)和FSW 寬帶矢量信號(hào)分析儀在ACLR 和SEM 等技術(shù)指標(biāo)的對(duì)比測(cè)試。

圖9 為構(gòu)建的毫米波接收機(jī)測(cè)試驗(yàn)證環(huán)境，激勵(lì)信號(hào)源為R&S SMW200A 矢量信號(hào)發(fā)生器，該儀表最高支持頻率44 GHz 毫米波頻段，帶寬2 GHz。測(cè)試時(shí)SMW200A 發(fā)送5G NR PDSCH 信號(hào)，5252D 和FSW 同時(shí)進(jìn)行ACLR 和SEM 指標(biāo)測(cè)試。

圖7、圖8 分別為5252D 和FSW 在5G NR PDSCH100 MHz 信號(hào)信道帶寬ACLR 測(cè)試準(zhǔn)確度的對(duì)比。

圖9 為5252D 的頻域SEM 計(jì)算數(shù)據(jù)實(shí)測(cè)結(jié)果（含全掃寬）與圖10 FSW 實(shí)測(cè)結(jié)果在5G NR PUSCH100 MHz 信號(hào)信道帶寬SEM 測(cè)試準(zhǔn)確度的對(duì)比。

圖7 5252D接收機(jī)ACLR實(shí)測(cè)結(jié)果

圖8 FSW接收機(jī)ACLR實(shí)測(cè)結(jié)果

圖9 5252D接收機(jī)SEM實(shí)測(cè)結(jié)果（全掃寬）

圖10 FSW接收機(jī)SEM實(shí)測(cè)結(jié)果

3   結(jié)束語(yǔ)

電路方案設(shè)計(jì)基于多速率采樣原理、多速率信號(hào)重采樣原理、FPGA 平臺(tái)分?jǐn)?shù)倍抽取方案和任意深度FFT處理方案，采用多相并行FPGA 濾波數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)和改進(jìn)的基帶FPGA 邏輯電路，基于大帶寬、高采樣率A/D 和高性能FPGA 芯片，設(shè)計(jì)一款滿足毫米波5G 接收機(jī)的功能信號(hào)分析裝置，為研制提供了一種嶄新的可

實(shí)施方案。

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（本文來(lái)源于《電子產(chǎn)品世界》雜志2021年5月期）