基于ARM的高分辨率壓電陶瓷驅(qū)動電源設(shè)計方案

　　0 引言

　　壓電陶瓷驅(qū)動器（PZT）是微位移平臺的核心，其主要原理是利用壓電陶瓷的逆壓電效應(yīng)產(chǎn)生形變，從而驅(qū)動執(zhí)行元件發(fā)生微位移。壓電陶瓷驅(qū)動器具有分辨率高、響應(yīng)頻率快、推力大和體積小等優(yōu)點，在航空航天、機器人、微機電系統(tǒng)、精密加工以及生物工程等領(lǐng)域中得到了廣泛的應(yīng)用。然而壓電陶瓷驅(qū)動器的應(yīng)用離不開性能良好的壓電陶瓷驅(qū)動電源。要實現(xiàn)納米級定位的應(yīng)用，壓電陶瓷驅(qū)動電源的輸出電壓需要在一定范圍內(nèi)連續(xù)可調(diào)，同時電壓分辨率需要達到毫伏級。因此壓電陶瓷驅(qū)動電源技術(shù)已成為壓電微位移平臺中的關(guān)鍵技術(shù)。

　　1 壓電驅(qū)動電源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

　　1.1 壓電驅(qū)動電源的分類

　　隨著壓電陶瓷微位移定位技術(shù)的發(fā)展，各種專用于壓電陶瓷微位移機構(gòu)的驅(qū)動電源應(yīng)運而生。目前驅(qū)動電源的形式主要有電荷控制式和直流放大式兩種。電荷控制式驅(qū)動電源存在零點漂移，低頻特性差的特點限制其應(yīng)用。而直流放大式驅(qū)動電源具有靜態(tài)性能好、集成度高、結(jié)構(gòu)簡單等特點，因而本文的設(shè)計原理采用直流放大式壓電驅(qū)動電源。直流放大式電源的原理如圖1所示。

　　1.2 直流放大式壓電驅(qū)動電源的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

　　驅(qū)動電源電路主要由微處理器、D/A轉(zhuǎn)換電路和線性放大電路組成。通過微處理器控制D/A產(chǎn)生高精度、連續(xù)可調(diào)的直流電壓（0~10 V），通過放大電路對D/A輸出的直流電壓做線性放大和功率放大從而控制PZT驅(qū)動精密定位平臺。

　　該設(shè)計中采用LPC2131作為微處理器，用于產(chǎn)生控制信號及波形；采用18位電壓輸出DA芯片 AD5781作為D/A轉(zhuǎn)換電路的主芯片，產(chǎn)生連續(xù)可調(diào)的直流低壓信號；采用APEX公司的功率放大器PA78 作為功率放大器件，輸出0~100 V 的高壓信號從而驅(qū)動PZT.為實現(xiàn)高分辨率壓電驅(qū)動器的應(yīng)用，壓電驅(qū)動電源分辨率的設(shè)計指標(biāo)達到1 mV量級。

　　2 基于ARM 的低壓電路設(shè)計

　　2.1 ARM控制器簡介

　　壓電陶瓷驅(qū)動電源中ARM控制器主要提供兩方面功能：作為通信設(shè)備提供通用的輸入/輸出接口；作為控制器運行相關(guān)控制算法以及產(chǎn)生控制信號或波形實現(xiàn)PZT的靜態(tài)定位操作。針對如上需求，本設(shè)計采用LPC2131作為主控制器，LPC2131是 Philips公司生產(chǎn)的基于支持實時仿真和跟蹤的32 位ARM7TDMI-S-CPU的微控制器，主頻可達到60 MHz;LPC2131內(nèi)部具有8 KB片內(nèi)靜態(tài)RAM和32 KB嵌入的高速FLASH存儲器；具有兩個通用UART接口、I2C接口和一個SPI接口。由于LPC2131具有較高的數(shù)據(jù)處理能力和豐富的接口資源使其能夠作為壓電驅(qū)動電源的控制芯片。

　　2.2 D/A電路設(shè)計

　　由于壓電驅(qū)動電源要求輸出電壓范圍為0~100 V，分辨率達到毫伏級，所以D/A的分辨率需達到亞毫伏級。本設(shè)計采用AD5781作為D/A器件。AD5781是一款SPI接口的18位高精度轉(zhuǎn)換器，輸出電壓范圍-10~10 V，提供±0.5 LSB INL，±0.5 LSB DNL和7.5 nV/ Hz噪聲頻譜密度。另外，AD5781 還具有極低的溫漂（0.05 ppm/℃）特性。因此，該D/A轉(zhuǎn)換器芯片特別適合于精密模擬數(shù)據(jù)的獲取與控制。D/A 電路設(shè)計如圖2 所示。

　　在硬件電路設(shè)計中，由于AD5781 采用的精密架構(gòu)，要求強制檢測緩沖其電壓基準輸入，確保達到規(guī)定的線性度。因此選擇用于緩沖基準輸入的放大器應(yīng)具有低噪聲、低溫漂和低輸入偏置電流特性。這里選用AD8676，AD8676 是一款超精密、36 V、2.8 nV/ Hz 雙通道運算放大器，具有0.6 μV/℃低失調(diào)漂移和2 nA輸入偏置電流，因而能為AD5781提供精密電壓基準。通過下拉電阻將AD5781的CLR和LDAC引腳電平拉低，用于設(shè)置AD5781為DAC二進制寄存器編碼格式和配置輸出在SYNC的上升沿更新。

　　在ARM端的軟件設(shè)計中，除正確配置AD5781的相關(guān)寄存器外，還應(yīng)正確配置SPI的時鐘相位、時鐘極性和通信模式。正確的SPI接口時序配置圖如圖3所示。

　　3 高壓線性放大電路設(shè)計

　　本文壓電驅(qū)動電源采用直流放大原理，通過高壓線性放大電路得到0~100 V連續(xù)可調(diào)的直流電壓驅(qū)動壓電陶瓷。放大電路決定著電源輸出電壓的分辨率和線性度，是整個電源的關(guān)鍵。

　　3.1 經(jīng)典線性放大電路設(shè)計

　　放大電路采用美國APEX公司生產(chǎn)的高壓運算放大器PA78作為主芯片。PA78的輸入失調(diào)電壓為 8 mV，溫漂-63 V/°C，轉(zhuǎn)換速率350 V/μs，輸入阻抗108 Ω，輸出阻抗44 Ω，共模抑制比118 dB.基于PA78的線性放大電路設(shè)計如圖4所示。配置PA78為正向放大器，放大倍數(shù)為Gain=1+ R2 R1 ，得到輸出電壓范圍為0~100 V.

　　如果運放兩個輸入端上的電壓均為0 V，則輸出端電壓也應(yīng)該等于0 V.但事實上，由于放大器制造工藝的原因，不可避免地造成同相和反相輸入端的不匹配，使輸出端總有一些電壓，該電壓稱為失調(diào)電壓。失調(diào)電壓隨著溫度的變化而改變，這種現(xiàn)象被稱為溫度漂移（溫漂），溫漂的大小隨時間而變化。PA78的失調(diào)電壓和溫漂分別為8 mV、-63 V/°C，并且失調(diào)電壓和溫漂都是隨機的，使PA78無法應(yīng)用于毫伏級分辨率的電壓輸出，需要對放大電路進行改進。

　　3.2 放大電路的改進

　　這里將PA78視為被控對象G（S），將失調(diào)電壓和溫漂視為擾動N（S），這樣就把提高放大器輸出電壓精度轉(zhuǎn)化成減小控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差的控制器設(shè)計的問題。在控制器的設(shè)計中常用的校正方法有串聯(lián)校正和反饋校正兩種。一般來說反饋校正所需的元件數(shù)少、電路簡單。但是在高壓放大電路中，反饋信號是由PA78的輸出級提供。反饋信號的功率較高，為元件選型和電路設(shè)計帶來不便，故線性放大電路中不使用反饋校正法。而在串聯(lián)校正方法中，有源器件的輸入不包含高壓反饋信號，所以該設(shè)計采用串聯(lián)校正方法，采用模擬PI（比例-積分）控制器G1（S）進行校正，如圖 5 所示。

　　成比例的反應(yīng)輸入信號e（t）及其積分，即：

　　由式（2）觀察可得，PI控制器相當(dāng)于在控制系統(tǒng)中增加了一個位于原點的開環(huán)極點，開環(huán)極點的存在可以提高系統(tǒng)的型別，由于系統(tǒng)的型別的提高可以減小系統(tǒng)的階躍擾動穩(wěn)態(tài)誤差（對于線性放大電路，可視失調(diào)電壓和溫漂為階躍擾動）。同時PI控制器還增加了一個位于復(fù)平面中左半平面的開環(huán)零點，復(fù)實零點的增加可以提高系統(tǒng)的阻尼程度，從而改善系統(tǒng)的動態(tài)性能，緩解由犧牲的動態(tài)性能換取穩(wěn)態(tài)性能對系統(tǒng)產(chǎn)生的不利影響。

　　放大電路的設(shè)計中采用有源模擬PI控制器，改進后的線性放大電路如圖6所示。其中PI控制器的放大器采用AD8676，AD8676的輸入失調(diào)電壓低于50 μV（滿溫度行程下），電壓噪聲≤0.04 μV（P-P）@0.1~10 Hz，因此適合用于串聯(lián)校正環(huán)節(jié)，以提高系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)性能、減小輸出電壓漂移。

　　3.3 相位補償

　　從工程角度考慮，由于干擾源的存在，會使系統(tǒng)的穩(wěn)定性發(fā)生變化，導(dǎo)致系統(tǒng)發(fā)生震蕩。因此保證控制系統(tǒng)具有一定的抗干擾性的方法是使系統(tǒng)具有一定的穩(wěn)定裕度即相角裕度。

　　由于實際電路中存在雜散電容，其中放大器反向輸入端的對地電容對系統(tǒng)的穩(wěn)定性有較大的影響。如圖6所示，采用C5和C6補償反向端的雜散電容。從系統(tǒng)函數(shù)的角度看，即構(gòu)成超前校正，增加開環(huán)系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率，從事增加系統(tǒng)帶寬提高響應(yīng)速度。

　　PA78有兩對相位補償引腳，通過外部的RC網(wǎng)絡(luò)對放大器內(nèi)部的零極點進行補償。通過PA78的數(shù)據(jù)表可知，PA78內(nèi)部的零極點位于高頻段。根據(jù)控制系統(tǒng)抗噪聲能力的需求，配置RC網(wǎng)絡(luò)使高頻段的幅值特性曲線迅速衰減，從而提高系統(tǒng)的抗干擾能力。圖 6中，R4，C1與R5，C2構(gòu)成RC補償網(wǎng)絡(luò)。

　　此外電路中C3的作用是防止輸出信號下降沿的振動引起的干擾；R10起到偏置電阻的作用，將電源電流注入到放大器的輸出級，提高PA78的驅(qū)動能力。

　　將PI控制器的參數(shù)分別設(shè)置為KP=10、KI=0.02;超前校正補償電容分別為12 pF和220 pF;RC補償網(wǎng)絡(luò)為R=10 kΩ、C=22 pF.利用線性放大電路的Spice模型進行仿真得到幅頻特性和相頻特性曲線如圖7所示。從圖中觀察可得，放大系統(tǒng)的帶寬可達100 kHz，從而保證了系統(tǒng)良好的動態(tài)特性，同時相角裕度γ》60°使系統(tǒng)具有較高的穩(wěn)定性（由于PZT的負載電抗特性一般呈容性，所以留有較大的相角裕度十分必要）。

　　4 驅(qū)動電源實驗結(jié)果

　　實驗用壓電陶瓷驅(qū)動電源的穩(wěn)壓電源采用長峰朝陽電源公司的4NIC-X56ACDC 直流電源，輸出電壓精度≤1%，電壓調(diào)整率≤0.5%，電壓紋波≤1 mV（RMS）、10 mV（P-P）。測量設(shè)備采用KEITHLEY 2000 6 1/2Multimeter.

　　首先對DAC輸出分辨率進行測量，ARM控制器輸出持續(xù)5 s的階躍信號，同時在DAC輸出端對電壓信號進行測量，將測量結(jié)果部分顯示見圖8.圖8 中顯示AD5781的輸出電壓分辨率可達3.89e-5 V，即38.9 μV.

　　在模擬電路中，噪聲是不可避免的。對于壓電驅(qū)動電源來說，噪聲的等級限制了驅(qū)動電源的輸出分辨率。

　　圖8、9分別給出經(jīng)典放大電路和改進后的放大電路的測試噪聲。從圖中可得通過使用PI控制器和相位補償元件將壓電驅(qū)動電源的輸出噪聲從1.82 mV（RMS）降低至0.43 mV（RMS）。

　　圖10給出了放大電路的輸出分辨率，放大電路的分辨率決定了PZT的定位精度，如要實現(xiàn)納米級的定位精度，驅(qū)動電源的分辨率需要達到毫伏級。圖10中，輸出電壓的分辨率可達到1.44 mV.

　　最后，給出驅(qū)動電源電壓線性度曲線。線性度能夠真實的反映出輸出值相對于輸入真值的偏差程度。

　　線性度曲線如圖11所示。得到擬合直線Yfit=9.846Vin+0.024 2，最大非線性誤差為0.024%，能夠滿足精密定位需求。

　　5 結(jié)論

　　本文設(shè)計的基于ARM的高分辨率壓電陶瓷驅(qū)動電源的方案，該方案采用直流放大原理，具有低電路噪聲、高分辨率和低輸出非線性度等特性，同時驅(qū)動電源的帶寬可達100 kHz.以上特性使本方案的壓電驅(qū)動電源能夠應(yīng)用于納米級靜態(tài)定位的需求，由于其性價比高、結(jié)構(gòu)簡單，故具有很高的實用價值。而實驗結(jié)果也表明：本方案所設(shè)計的電源輸出電壓噪聲低于0.43 mV、輸出最大非線性誤差低于0.024%、分辨率可達1.44 mV，能夠滿足高分辨率微位移定位系統(tǒng)中靜態(tài)定位控制的需求。