基于GaN FET的CCM圖騰柱無橋PFC

　　D.安全GaN FET

　　為了克服共源共柵結(jié)構(gòu)的缺點，我們在這里介紹一個全新的安全GaN FET結(jié)構(gòu)(如圖6中所示)。

　　圖6—安全GaN FET結(jié)構(gòu)。

　　這個安全GaN FET集成了一個常開型GaN器件、一個LV MOSFET、一個啟動電路和一個用于GaN器件的柵極驅(qū)動器。MOSFET的功能與其在GaN共源共柵FET結(jié)構(gòu)中的功能一樣。它確保常開型GaN器件在Vcc偏置電壓被施加前關(guān)閉。在Vcc被施加，并且柵極驅(qū)動器建立一個穩(wěn)定的負偏置電壓后，啟動邏輯電路將MOSFET打開，并在隨后保持接通狀態(tài)。由于GaN器件不具有少數(shù)載子，也就不存在反向恢復(fù)，與相對應(yīng)的MOSFET相比，GaN的柵極電容要少10倍，輸出電容要低數(shù)倍。安全GaN FET完全涵蓋了GaN所具有的優(yōu)勢。出色的開關(guān)特性確保了全新的開關(guān)轉(zhuǎn)換器性能等級。還應(yīng)指出的一點是，由于安全GaN FET內(nèi)沒有實際存在的體二極管，當(dāng)一個負電流流經(jīng)GaN FET，并且在漏極和源極上產(chǎn)生出一個負電壓時，這個GaN器件的運行方式與二極管一樣。GaN FET在Vds達到特定的閥值時開始反向傳導(dǎo)，而這個閥值就是“體二極管”正向壓降。正向壓降可以很高，達到數(shù)伏特。有必要接通GaN FET來減少二極管模式下運行時的傳導(dǎo)損耗。

　　III.圖騰柱PFC CCM控制

　　圖騰柱PFC是一款不錯的測試工具，可以在硬開關(guān)模式中對安全GaN FET進行評估。圖7中所示的是一個常見的圖騰柱PFC電源電路。Q3和Q4是安全GaN FET;Q1和Q2是AC整流器FET，它在AC線路頻率上開關(guān);而D1和D2是浪涌路徑二極管。當(dāng)AC電壓被輸入，并且Vac1-Vac2處于正周期內(nèi)，Q2被接通時，Q4運行為一個有源開關(guān)，而Q3運行為一個升壓二極管。為了減少二極管的傳導(dǎo)損耗，Q4在同步整流模式中運行。而對于負AC輸入周期，此電路的運行方式一樣，但是具有交流開關(guān)功能。

　　圖7—有源開關(guān)周期(上圖)和續(xù)流周期(下圖)中，正AC輸入下，圖騰柱PFC的工作方式。

　　正如在第II部分中描述的那樣，這個“體二極管”具有一個很明顯的正壓降。這個GaN FET應(yīng)該在續(xù)流期間被接通。為了實現(xiàn)CCM運行，在插入特定的死區(qū)時間的同時，有源FET和續(xù)流FET分別在占空比D和1-D內(nèi)開關(guān)。如圖8中所示，在重負載下，電感器電流可以全為正，不過在輕負載情況下，這個電流可以變?yōu)樨摗?/p>

　　圖8—重負載(上圖)和輕負載(下圖)情況下的PFC電感器電流。

　　特定的負電流對于軟開關(guān)有所幫助，但是，過高的負電流會導(dǎo)致較大的循環(huán)功率和低效率。為了實現(xiàn)最優(yōu)效率，GaN FET的接通和關(guān)閉死區(qū)時間需要根據(jù)負載和線路情況進行實時控制。由于GaN FET輸出電容，Coss，不會隨Vds電壓的波動而大幅變化，從有源FET關(guān)閉到續(xù)流FET接通的死區(qū)時間Td-on可以計算為，

　　在這里，Vo是PFC輸出電壓，而IL-peak是峰值電感器電流。

　　在CCM模式下，被定義為續(xù)流FET關(guān)閉到有源FET接通的死區(qū)時間Td-off應(yīng)該盡可能保持在較小的水平。如圖9中所示，當(dāng)接收到零電流檢測 (ZCD) 信號后，相應(yīng)的PWM隨之被斬波，以避免出現(xiàn)一個負電流和循環(huán)功率。這樣的話，GaN FET運行為一個理想二極管，這通常被稱為理想二極管仿真 (IDE)。

　　圖9—理想二極管仿真控制。

　　為了用理想二極管仿真實現(xiàn)CCM控制，我們選擇的是UCD3138，一款融合數(shù)字控制器。這個控制器塊的功能如圖10中所示。PFC的電壓環(huán)路和電流環(huán)路分別由固件和硬件CLA執(zhí)行。通過采用將ZCD用作觸發(fā)信號的一個控制器內(nèi)部逐周期 (CBC) 硬件，可以實現(xiàn)IDE。

　　圖10—用于圖騰柱PFC控制的UCD3138。

　　為了最大限度地減少AC輸入整流器二極管的傳導(dǎo)損耗，如圖7中的Q1和Q2所顯示的那樣，常常用低Rds_on MOSFET替換低速整流器二極管。這些MOSFET和高速GaN FET，Q3和Q4，根據(jù)AC電壓交叉點檢測值，在正負AC輸入周期之間變換工作狀態(tài)。這個任務(wù)看似簡單，但是，為了實現(xiàn)潔凈且平滑的AC交叉電流，應(yīng)該將很多注意事項考慮在內(nèi)。交叉檢測的精度對于保持正確的工作狀態(tài)和運行十分重要。這個精度經(jīng)常受到感測電阻器容差和感測電路濾波器相位延遲的影響。幾伏特的計算錯誤會導(dǎo)致很大的電流尖峰。為了避免由整流器FET提前接通所導(dǎo)致的輸入AC短路，必須要有足夠的消隱時間讓Q1和Q2關(guān)閉，并且應(yīng)該將這個時間插入到檢測到的交叉點上。消隱時間的典型值大約在100µs至200µs之間。由于MOSFET的輸出電容，Coss，很明顯，Q1和Q2上的電壓應(yīng)該在消隱時間內(nèi)幾乎保持恒定。在互補整流器FET被接通前，PFC保持在之前的運行狀態(tài)中，此時，施加到升壓電感器上的電壓幾乎為零，而有源GaN FET運行在幾乎滿占空比狀態(tài)下。在這一點上，接通互補整流器FET，或者在有源開關(guān)和同步開關(guān)之間變換GaN FET的這兩個功能，會在升壓電感器中形成大電壓二次浪涌，并因此導(dǎo)致一個較大的電流尖峰。理論上，在理想AC電壓交叉點上同時改變整流器FET和GaN FET工作狀態(tài)可以避免電流尖峰，并且保持電流環(huán)路的負反饋，不過，這在實際環(huán)境中很難實現(xiàn)。此外，任何由突然狀態(tài)變化所導(dǎo)致的電流尖峰會干擾電流環(huán)路，并且導(dǎo)致一定的電流振鈴級別。[9] 建議在交叉點上使用PFC軟啟動。顧慮在于，AC交叉檢測電路通常具有相位偏移，并且有可能不夠精確。過早或過晚的改變狀態(tài)會導(dǎo)致AC線路短路，或者電流環(huán)路正反饋，這會形成電流尖峰。這篇文章內(nèi)提出的一款全新可靠的控制機制就是為了確保一個平滑的狀態(tài)改變。圖11顯示的是狀態(tài)變化的時序圖。

　　圖11—PFC狀態(tài)變化時序圖。

　　輸入AC線路電壓VAC_L和中間電壓VAC_N被分別感測。得出的兩個感測到電壓的差值被用于AC電壓交叉檢測，這實際上是一個差分感測機制。它消除了Y_Cap電流對感測精度的影響。VAC_L-VAC_N的符號被用來確定輸入的正周期和負周期。VAC_L-VAC_N的絕對值與高壓線路的AC電壓交叉閥值VT_H，以及低壓線路的VT_L進行比較，以確定AC電壓是否處于交叉區(qū)域內(nèi)。如果回答是肯定的，整流器FET和升壓開關(guān)均被關(guān)閉，而控制環(huán)路的積分器被暫停。當(dāng)AC電壓增加，并且存在于交叉區(qū)域內(nèi)時，相應(yīng)的整流器FET被緩慢接通。通過插入一個適當(dāng)?shù)闹禆艠O電阻器，可以限制接通速度。在整流器FET被接通后，一個短延遲，比如說20µs，在積分器被暫停，并且PWM輸出被再次啟用前被插入。

　　IV.實驗

　　為了評估安全GaN FET的性能，并驗證CCM圖騰柱PFC控制機制，一個運行頻率為140kHz的750W PFC電路被設(shè)計成一個測試工具。表2中列出了這個電路的主要組件參數(shù)。

　　表2—750W PFC電路主要組件參數(shù)。

　　圖12和圖13顯示的是D-mode GaN FET接通和關(guān)閉波形。Vg4是柵極驅(qū)動器信號，Vds是漏源電壓，而IL是升壓電感器電流。

　　圖12—GaN FET接通波形。

　　圖13—GaN FET關(guān)閉波形。

　　如這些圖中所見，GaN FET在dv/dt的值達到79V/ns最大值時的接通時間為7ns?？梢栽陂_關(guān)結(jié)束時觀察到大約10-20V的振鈴。這個振鈴由H橋跟蹤泄露電感和H橋輸出高頻陶瓷電容器的諧振所導(dǎo)致。在關(guān)閉時，Vds緩慢上升，過沖電壓大約為20V。dv/dt受到GaN FET輸出電容值的限制。零GaN“體二極管”正向恢復(fù)特性最大限度地減小了電壓過沖幅度。