350-W、雙相交錯(cuò)式預(yù)調(diào)節(jié)器設(shè)計(jì)評價(jià)

1 摘要

一般情況下，在較高功耗應(yīng)用中需要采用全線電源并減少線電流諧波PFC預(yù)調(diào)節(jié)器的數(shù)量。在這些高功耗應(yīng)用中，交錯(cuò)式PFC級可縮小電感的占用空間，同時(shí)降低輸出電容器紋波電流。這些功能通過消除隨著交錯(cuò)式運(yùn)行而產(chǎn)生的電感紋波電流而得以實(shí)現(xiàn)。上述應(yīng)用手冊回顧了350-W、兩相交錯(cuò)式功率因數(shù)校正(PFC)預(yù)調(diào)節(jié)器的設(shè)計(jì)理念。此種電源轉(zhuǎn)換器通過使用UCC28528PFC/PWM控制器以及用于交錯(cuò)兩個(gè)功率級的UCC28220交錯(cuò)式PWM控制器實(shí)現(xiàn)了PFC功能。另外，該電源轉(zhuǎn)換器還具有一只2-W的輔助偏置電源，用以向轉(zhuǎn)換器柵極驅(qū)動(dòng)和PWM/PFC電路供電。完整的設(shè)計(jì)原理圖如圖7和圖8所示。



2交錯(cuò)式PFC升壓預(yù)調(diào)節(jié)器的優(yōu)勢評價(jià)



圖1顯示了一款兩相交錯(cuò)式升壓轉(zhuǎn)換器的功能原理圖。該交錯(cuò)式升壓轉(zhuǎn)換器只不過是兩個(gè)異相180度運(yùn)行的升壓轉(zhuǎn)換器。輸入電流為兩只電感電流IL1和IL2之和。由于電感紋波電流為異相，所以它們彼此抵消了自身的輸出，并降低了由升壓電感產(chǎn)生的輸入紋波電流。最佳的輸入電感紋波電流消除是在占空比為50%時(shí)。輸出電容器電流為兩個(gè)二極管電流（I1+I2）之和，再減去DC輸出電流。這樣，作為占空比的一個(gè)函數(shù)，則降低了輸出電容器紋波電流(IOUT)。當(dāng)占空比分別接近0%、50%和100%時(shí)，兩個(gè)二極管電流之和則達(dá)到了直流值。在任一最佳工作點(diǎn)時(shí)，輸出電容器只須過濾電感紋波電流。




圖1交錯(cuò)式升壓級



2.1以占空比函數(shù)的形式降低輸入紋波電流



下列方程式表明了輸入紋波電流與電感紋波電流之間的比值(K(D))是如何隨著占空比的變化而變化的。圖2所示為(K(D))隨著占空比變化而變化的情況。需要引起重視的是，當(dāng)為交錯(cuò)式升壓轉(zhuǎn)換器選擇電感時(shí)，我們要記住輸入紋波電流的這些變化。這是因?yàn)镻FC預(yù)調(diào)節(jié)器的占空比并非一成不變，而是隨著線電壓的變化而變化的。




輸入電流/電感紋波電流與占空比的關(guān)系




圖2輸入紋波電流降低



在PFC預(yù)調(diào)節(jié)器中，占空比(D(θ))并非一成不變，而是隨著線電壓(Vin(θ))的變化而變化。一般應(yīng)用的占空比變化值可以為非常大的數(shù)值。占空比的這種變化可以通過對設(shè)計(jì)用于85V至265V常用輸入（帶有385V直流輸出調(diào)節(jié)）轉(zhuǎn)換器的評估而得出。在低線壓時(shí)，占空比(D1(θ))在100%和68%之間變化；而在高線壓時(shí)，占空比(D2(θ))在100%和2%之間變化。在整個(gè)線路循環(huán)中，并不是要完全地消除電感紋波電流。然而，對一個(gè)給定的電感而言，大幅降低輸入紋波電流就足夠了。在本例中，紋波電流的最大值將出現(xiàn)在低線壓（占空比為68%）達(dá)到峰值時(shí)。而在此占空比時(shí)，輸入端的電感紋波電流值將為55%。






占空比與相位角度的關(guān)系


圖3常用PFC預(yù)調(diào)節(jié)器的占空比變化



2.2磁量(MagneticVolume)削減評估

消除電感紋波電流可使設(shè)計(jì)人員削減升壓電感的磁量。這是因?yàn)閮芍唤诲e(cuò)式電感的儲能要求只是設(shè)計(jì)用于相同功率電平、轉(zhuǎn)換頻率和電感的單級預(yù)調(diào)節(jié)器的一半。






升壓電感的削減量可通過如下方法計(jì)算得出：在給定電感的情況下，將單級PFC預(yù)調(diào)節(jié)器(WaAcSINGLE)所要求的電感面積乘積與兩相交錯(cuò)式預(yù)調(diào)節(jié)器電感(WaAcINTERLEAVED)所要求的面積乘積進(jìn)行對比。電感(L)、電感RMS電流(IRMS)、電流密度(CD)以及磁通密度(B)的準(zhǔn)確數(shù)值并不要求在面積乘積中反映出削減量。






交錯(cuò)式總面積乘積（2XWaAcINTERLEAVED）與單級預(yù)調(diào)節(jié)器面積乘積的比值為0.5。這種結(jié)果顯示：交錯(cuò)式實(shí)現(xiàn)了50%的面積乘積削減，從而導(dǎo)致升壓磁量出現(xiàn)大幅削減。






如果以這種方式設(shè)計(jì)交錯(cuò)式PFC預(yù)調(diào)節(jié)器，那么就不會增大EMI濾波器的尺寸。通常的設(shè)計(jì)實(shí)踐就是在低于150kHz的EMI頻帶范圍選擇電源轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換頻率。轉(zhuǎn)換頻率的二次諧波將會是基頻的兩倍，極可能處于EMI頻帶范圍之內(nèi)。為此，需要對其進(jìn)行濾波以滿足規(guī)范的要求。將兩只預(yù)調(diào)節(jié)器交錯(cuò)在輸入端將會出現(xiàn)單相轉(zhuǎn)換頻率兩倍的轉(zhuǎn)換頻率。這就意味著轉(zhuǎn)換器的基頻轉(zhuǎn)換頻率極有可能被推入EMI的頻帶范圍，并達(dá)到各級轉(zhuǎn)換頻率的二次諧波值。然而，輸入紋波電流被降低到了2倍。這不會對EMI濾波器產(chǎn)生任何額外的限制。



2.3以占空比函數(shù)的形式降低輸出電容器的紋波電流



圖4所示為以占空比函數(shù)的形式，顯示單級升壓轉(zhuǎn)換器的電容器額定輸出RMS電流(ICOUT(single)(D))以及兩相交錯(cuò)式升壓轉(zhuǎn)換器的電容器額定RMS電流(ICOUT(D))。圖4表明了在相同的功率電平下，兩相交錯(cuò)式輸出電容器紋波電流是傳統(tǒng)單級升壓轉(zhuǎn)換器的一半。RMS電流的降低則可降低由電容器ESR損耗所導(dǎo)致的發(fā)熱量，從而降低電氣強(qiáng)度。





增益/相位與頻率的關(guān)系


圖4額定的輸出電容紋波電流



3設(shè)計(jì)評價(jià)



電源設(shè)計(jì)要求如表1所示。請注意：該350-WPFC預(yù)調(diào)節(jié)器是基于德州儀器(TI)用戶指南文獻(xiàn)編號SLUU228中的TI評估板HPA117（可從TI訂購獲?。┒O(shè)計(jì)的。如欲了解詳情，敬請?jiān)L問www.ti.com。另外，還需說明的是，本應(yīng)用手冊中所提及的設(shè)計(jì)是基于典型值設(shè)計(jì)的。在實(shí)際的生產(chǎn)環(huán)境中，必須對最惡劣的情況進(jìn)行分析。

表 1 設(shè)計(jì)要求

圖5功能結(jié)構(gòu)圖



3.1升壓電感的選擇



CooperElectronics公司為我們的設(shè)計(jì)方案設(shè)計(jì)了200μH、CTX16-17309升壓電感。




3.2輸出電容的選擇(COUT)



選擇輸出電容有三個(gè)至關(guān)重要的標(biāo)準(zhǔn)，它們分別是保持能量、輸出紋波電壓以及RMS紋波電流。方程式16和方程式17用于選擇輸出電容。方程式16根據(jù)保持能量要求選擇輸出電容；而方程式17則根據(jù)輸出電壓(VRIPPLE)的要求，決定電容的大小。設(shè)計(jì)人員應(yīng)根據(jù)本設(shè)計(jì)方案選擇方程式16和方程式17中的最大計(jì)算值。






同時(shí)，應(yīng)根據(jù)電容器的容差，對其進(jìn)行減載(de-rate)運(yùn)行。下列方程式根據(jù)電容容差中20%的誤差以及電容器使用壽命20%的變化，減載運(yùn)行輸出電容器。






升壓電容器的RMS紋波電流可通過下列方程式計(jì)算得出。如果采用這些方程式，最好使用MathCAD或MATLAB設(shè)計(jì)工具。




3.3FET和二極管的選擇



為了滿足設(shè)計(jì)的效率要求(η)，需要將功率預(yù)算(PSEMI)設(shè)置為19W。在半導(dǎo)體器件的選擇方面，總是需要進(jìn)行不斷嘗試，而且也會出現(xiàn)錯(cuò)誤。因此，往往需要多次嘗試，才能選擇到符合設(shè)計(jì)方案要求的半導(dǎo)體器件。






3.4二極管選擇



為了減少轉(zhuǎn)換損耗，我們采用了CREECSD10060SiC整流器。整流器中二極管的反向恢復(fù)電流接近于零。采用如下方程式來計(jì)算二極管的損耗(PDIODE)、二極管的峰值(IDIODE(peak))和平均電流(IDIODE)。式中Vf為升壓二極管的正向壓降。設(shè)計(jì)方案中的這些二極管每只將消耗大約0.6W(PDIODE)的功耗，那么兩只二極管總共將消耗1.2W的功耗。這樣使得升壓FET和輔助偏置電源將產(chǎn)生17.8W的功率損耗。






3.5根據(jù)RMS、峰值電流以及估計(jì)的FET損耗選擇FET






下列方程式用于估計(jì)FETRMS電流(IFET(rms))，而升壓FET(PFET)損耗又是基于該電流計(jì)算得出的。






總FET損耗的一部分為一個(gè)PWM轉(zhuǎn)換周期中所產(chǎn)生的Coss(COSS(avg))充電和放電損耗。COSS隨著線電壓的變化而變化，其并不是一個(gè)線性函數(shù)?？刹捎萌缦路匠淌揭约癋ET產(chǎn)品說明書中的數(shù)據(jù)來計(jì)算COSS(avg)。COSS(spec)為在規(guī)定的VDS電壓(VDS(spec))時(shí)測量得出的典型COSS值。本設(shè)計(jì)方案選用了一只IRF840、8A500VFET。估計(jì)的COSS(avg)值大約為160pF。






為了估計(jì)FET開啟(tON(delay))和關(guān)閉(tOFF(delay))的延時(shí)情況，我們需要研究如下方程式以及圖6中FETVGS與QG的特性。




圖6






在本設(shè)計(jì)方案中，F(xiàn)ET估計(jì)損耗(PFET)為5W。而FET總損耗將達(dá)10W，加上1.2W的二極管總損耗，那么半導(dǎo)體總損耗將達(dá)到11.2W，低于最初設(shè)定的19W功率預(yù)算(PSEMI)。



3.6為FET選擇散熱片



由于二極管只消耗0.6W的功耗，所以此種升壓二極管無需配置散熱片。然而，可以使用要求采用散熱片的FET和如下方程式來計(jì)算所需散熱片的熱阻(RθSA)。該方程式是基于40℃的最大容許環(huán)境溫度(TAMB)，以及從連接面至外殼的IR840熱阻(Rθjc)和從外殼至散熱片的TO220熱阻(RθCS)（所有這些熱阻均可從IRF840產(chǎn)品說明書中查到）而確立的。在本設(shè)計(jì)方案中，我們選用了一只AAVID531202散熱片來滿足RθSA的要求。




3.7過壓保護(hù)和欠壓鎖定



OVP功能和欠壓鎖定(UVLO)均由UCC28220管理。這是一只用來監(jiān)控升壓情況的簡單的比較器。有關(guān)這些閾值的設(shè)置信息可在UCC28220產(chǎn)品說明書中查到。在本設(shè)計(jì)方案中，OVP設(shè)置為425V，而UVLO設(shè)置為108V。只有當(dāng)VOUT達(dá)到108V時(shí)，預(yù)調(diào)節(jié)器才開始進(jìn)行轉(zhuǎn)換。



3.8峰值限流



峰值限流在UCC28220PWM比較器的輸入端，由最大控制電壓(VC)進(jìn)行設(shè)置。式中“a”為電流感應(yīng)變壓器T1和T2的匝數(shù)比。峰值限流的跳變點(diǎn)設(shè)置為額定峰值電流的130%，以保護(hù)升壓FET。




VC=1.8，VCTRL最大設(shè)置為3.0V，以保護(hù)UCC28220CTRL引腳。


此方程式考慮了隨后添加的斜率補(bǔ)償。



在上電期間的FET峰值電流是正常運(yùn)行情況下IPEAK電流的兩倍。這是因?yàn)樾枰^大的斜率補(bǔ)償，以確保穩(wěn)定性。






3.9電流感應(yīng)變壓器復(fù)位電阻(T1和T2)






3.10振蕩器和最大占空比鉗位



UCC28220振蕩器和最大占空比鉗位通過電阻RCHG進(jìn)行設(shè)置并放電。所需的占空比鉗位(DMAX)設(shè)置為0.9，以防止電流感應(yīng)變壓器飽和。

3.11控制環(huán)路補(bǔ)償



電壓環(huán)路和電流環(huán)路的所有控制方程式均為估算方程式。本文中的控制方程式給出了反饋補(bǔ)償?shù)拈_始點(diǎn)。在大多數(shù)的控制環(huán)路中，都有必要根據(jù)實(shí)際情況，通過網(wǎng)絡(luò)分析儀對環(huán)路補(bǔ)償進(jìn)行調(diào)整。



3.12電流環(huán)路



設(shè)置電流環(huán)路的第一步就是設(shè)置乘法器組件。RIAC電阻與整流線電壓連接，而且是電流放大器輸出信號追蹤線電壓變化的元件。該電阻通常為一組必須的串聯(lián)電阻，以滿足高電壓的要求。






UCC28528內(nèi)部的乘法器具有電壓前饋(VFF)功能。當(dāng)線壓降防止線電流過度增加時(shí)，該功能可保持功率級增益穩(wěn)定，同時(shí)提供軟功率限制。詳細(xì)的說明請參閱TI/Unitrode應(yīng)用手冊SLUA196A。VFF信號通過PFC控制器中的內(nèi)部電流鏡產(chǎn)生。流經(jīng)VFF引腳的最大電流為IAC電流的一半。下列方程式用于選擇VFF電阻(RVFF)以及濾波器電容器(CVFF)，以消除VFF信號中的AC分量。




VFF信號中的AC分量會對總電流諧波失真(THD)產(chǎn)生影響。為了滿足電源電流THD的設(shè)計(jì)要求，濾波器電極(fp1)設(shè)置為一定的頻率，以限制VFF對總電流諧波失真的影響僅為1.5%。






這種控制方法是基于平均和峰值電流模式控制以及下列對電流環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償?shù)姆匠淌蕉贸龅摹＿@些計(jì)算方法使得設(shè)計(jì)方案更接近正確的補(bǔ)償，同時(shí)必須通過網(wǎng)絡(luò)分析儀予以微調(diào)。在本設(shè)計(jì)案例中，為了對電流環(huán)路(TC(s))進(jìn)行補(bǔ)償，我們設(shè)定了設(shè)計(jì)目標(biāo)：相位裕度為45度，而且交叉頻率為轉(zhuǎn)換頻率的1/10。






VC1=VC-0.5V，VC1為UCC28220PWM比較器輸入端的最大控制電壓。說明：方程式VC1計(jì)入了出現(xiàn)在UCC28220PWM控制器中的500mV失調(diào)電壓。(61)



電流放大器補(bǔ)償傳輸函數(shù)(GCA(s))如下所述：




需要使用分壓器HCA來分擔(dān)UCC28528CA輸出端的電壓，以保護(hù)UCC28220的CTRL引腳。該分壓器應(yīng)能在各種功率要求的條件下正常工作，而且應(yīng)對固定變量予以考慮。




為了確保穩(wěn)定性，電流感應(yīng)信號需要進(jìn)行斜率補(bǔ)償。至少需要將電感電流下斜坡斜率的50%加入到電流感應(yīng)信號中。UCC28220具有由電阻RSLOPE設(shè)置的內(nèi)部斜率補(bǔ)償功能。






UCC28528需要一只電流感應(yīng)電阻(PFCRSENSE)來監(jiān)控輸入電流。根據(jù)所分配的最大容許電流感應(yīng)電壓(VSENSE)，計(jì)算上述電阻的阻值。






另外，UCC28528還采用了電流感應(yīng)信號來觸發(fā)功率限制功能?？赏ㄟ^選擇適當(dāng)?shù)某朔ㄆ麟娮鑂MO來設(shè)置功率限制功能。功率限制被設(shè)置為滿負(fù)載功率的110%，有關(guān)功率限制功能如何工作的說明，請參閱UCC28528的產(chǎn)品說明書。功率限制之所以設(shè)置為滿負(fù)載功率的110%，是因?yàn)闉榱吮苊馀cUCC28220峰值電流（被設(shè)置為滿負(fù)載功率的130%）的限制功能發(fā)生沖突。






將環(huán)路交叉頻率設(shè)為零，則可為交叉頻率新增45度的相位，從而確保控制環(huán)路的穩(wěn)定性。




3.13電壓環(huán)路(TV(S))



電壓環(huán)路補(bǔ)償主要存在兩個(gè)限制因素。第一個(gè)是衰減2xfLINE輸出電容器電壓紋波，這就要求減少輸入電流諧波失真；第二個(gè)就是控制環(huán)路穩(wěn)定性，如果上述當(dāng)中的一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)得不到滿足，那么PF和THD就會受到嚴(yán)重影響。

為了確保上述環(huán)路的諧波失真小，環(huán)路的交叉頻率(fC)設(shè)計(jì)為10Hz。






在關(guān)鍵參數(shù)的計(jì)算工作完成之后，則可構(gòu)建電源，并對其進(jìn)行評估。350-W兩相交錯(cuò)式PFC的最終設(shè)計(jì)方案如原理圖7和圖8所示。該電源同時(shí)還具有一只2-W的輔助電源（根據(jù)電流斷續(xù)模式(DCM)反向拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)構(gòu)建）。

4原理圖





圖7350-W交錯(cuò)式PFC升壓預(yù)調(diào)節(jié)器原理圖


圖82-W反向PFC/PWM控制器原理圖



5設(shè)計(jì)性能



采用網(wǎng)絡(luò)分析儀對電流環(huán)路TC(s)進(jìn)行測量，而且電流環(huán)路不能準(zhǔn)確追蹤如上所述的模型。TC(s)增益隨著輸入電壓變化，并在頻率約為30kHz時(shí)以雙極的形式出現(xiàn)。這可能是由于本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)所需的斜率補(bǔ)償過大造成的。然而，電流環(huán)路卻保持穩(wěn)定且無需調(diào)整。請注意：測量電流環(huán)路或電壓環(huán)路需要的是直流輸入電壓，否則線電流和線電壓將會影響環(huán)路的測量結(jié)果。不能采用設(shè)置超低頻頻率范圍的網(wǎng)絡(luò)分析儀測量電壓環(huán)路。




圖9圖10




圖11



5.1輸入電感紋波電流消除



圖12所示為當(dāng)最小輸入為85VRMS時(shí)，線路出現(xiàn)峰值時(shí)電感紋波電流的消除情況。從圖中我們可以看出，輸入電流(CH4)是相應(yīng)電感紋波電流L1(CH2)和L2(CH3)的二分之一。輸入紋波電流與電感紋波電流之間的比值與圖2所示情況一致。請注意：下圖中電流的比值為0.225A/mV。




圖12圖13




圖14



5.2瞬態(tài)響應(yīng)



PFC預(yù)調(diào)節(jié)器的電壓環(huán)路通常低于10Hz，這也就是說，能對小瞬態(tài)做出響應(yīng)的最快電壓環(huán)路耗時(shí)約為100ms。在典型的應(yīng)用中，PFC預(yù)調(diào)節(jié)器恢復(fù)對瞬態(tài)的響應(yīng)需要比上述數(shù)值長達(dá)5至10倍。然而，構(gòu)建在UCC28528控制器件中的大信號比較器可使設(shè)計(jì)在200ms之內(nèi)恢復(fù)對大信號瞬態(tài)的響應(yīng)。




圖15圖17




圖16圖18




圖19圖20




圖21圖22



6結(jié)論



通過交錯(cuò)升壓預(yù)調(diào)節(jié)器級，電源設(shè)計(jì)人員可將升壓電感的面積乘積減少50%，同時(shí)降低升壓電容RMS電流。這樣，設(shè)計(jì)人員則可縮小PFC預(yù)調(diào)節(jié)器的尺寸，并采用更低RMS額定值的輸出濾波器電容。



由于本設(shè)計(jì)方案需要許多升壓FET和升壓二極管，因此，在高功耗應(yīng)用中，交錯(cuò)式PFC預(yù)調(diào)節(jié)器將是一個(gè)上佳之選。在這些應(yīng)用中，唯一增加的成本就是用于實(shí)現(xiàn)交錯(cuò)式功能的附加控制電路。