同步整流在WK283R3S-33M中的應(yīng)用

2 電路拓?fù)?BR> DC-DC電源模塊功率為30 W的電源拓?fù)渫ǔ＿x擇單端正激式和反激式，該電源模塊具有拓?fù)浜唵?、輸入／輸出電氣隔離等優(yōu)點。
功率轉(zhuǎn)換電路選擇單端正激式變換器，電路簡單、應(yīng)用方便，適用于低壓大電流輸出場合。該電路僅用一個功率開關(guān)管而且變壓器繞制簡單，可靠性高。與單端反激式變換器相比，雖增加了續(xù)流二極管和濾波電感，但變壓器漏磁小、輸出紋波電壓低,效率高。
該電源要求高效率,其電源的損耗主要為開關(guān)損耗、變壓器損耗、輸出整流損耗。該電源電路采用無損耗箝位電路和同步整流技術(shù)。

3 關(guān)鍵技術(shù)
提高開關(guān)頻率能減小磁性元件、濾波電容的體積，有助于系統(tǒng)小型化。但是隨著開關(guān)頻率的提高、開關(guān)損耗增加、散熱面積增大反而阻礙系統(tǒng)的小型化。提高開關(guān)頻率，并保持效率不變甚至增加則是該系統(tǒng)設(shè)計的關(guān)鍵。因此，必須依據(jù)新技術(shù)、高性能元件以及高性能材料來實現(xiàn)系統(tǒng)設(shè)計。
3．1 同步整流
在低壓大電流功率變換器中，若采用傳統(tǒng)的普通二極管或肖特基二極管整流,由于其正向?qū)▔航荡螅O管壓降為0．4 V，當(dāng)通過10 A電流時，損耗為0．4100．62=2．48W。這對于一個33 W電源具有2．48 W的整流耗損則是很大的。整流損耗則
成為變換器的主要損耗,無法滿足系統(tǒng)低壓大電流開關(guān)電源高效率、小體積的要求。
功率MOSFET開關(guān)時間短，輸入阻抗高,這些特點使得MOSFET成為低壓大電流功率變換器首選整流器件。功率MOSFET是一種電壓型控制器件，作為整流元件，要求控制電壓與待整流電壓的相位保持同步才能完成整流功能，稱為同步整流電路。
MOSFET導(dǎo)通時的伏安特性為一線性電阻,稱為通態(tài)電阻RDS。低壓MOSFET新器件的通態(tài)電阻很小，如：通態(tài)電阻為4．4 mΩ，通過10 A電流時，通態(tài)損耗為：

由上式可知,同步整流比二極管整流的損耗小得多，所以次級采用同步整流技術(shù)。
同步整流技術(shù)分為自驅(qū)動和外驅(qū)動兩種。自驅(qū)動是利用變壓器次級來驅(qū)動MOSFET工作，易于實現(xiàn)，但應(yīng)用范圍較窄僅使用于低壓輸出電源：外驅(qū)動是由外部控制電路驅(qū)動整流和續(xù)流管實現(xiàn)同步工作，電路較復(fù)雜，應(yīng)用于輸出5 V以上電源。
本系統(tǒng)設(shè)計的電源輸出3．3 V電壓，采用自驅(qū)動，使用變壓器次級驅(qū)動MOSFET。電路工作過程為變壓器次級正半周，V8導(dǎo)通，V9關(guān)斷，V8為整流作用。變壓器次級負(fù)半周，V9導(dǎo)通,V8關(guān)斷,V9為續(xù)流作用。如圖1所示。在300 kHz條件下工作,同步整流的損耗主要是導(dǎo)通損耗，而開關(guān)損耗較小。

同步整流技術(shù)的關(guān)鍵是MOSFET的驅(qū)動控制。自驅(qū)動方式即使用變壓器次級輸出電壓直接驅(qū)動,要求死區(qū)時間應(yīng)盡可能小或沒有。如果驅(qū)動波形存在死區(qū)時間內(nèi)整流MOSFET的體二極管導(dǎo)通,增大整流的損耗及MOSFET的工作應(yīng)力；當(dāng)驅(qū)動波形的反向恢復(fù)時間較長時，可使次級整流和續(xù)流管的體二極管同時導(dǎo)通使變壓器次級短路,減少損耗需在MOSFET上并聯(lián)一個肖特基二極管,或是使驅(qū)動波形無死區(qū)時間，但要保證變壓器磁復(fù)位。
采用同步整流技術(shù)的工作波形如圖2所示：(152．bmp：2ch-V8的Vgs波形；3ch---V8的Vds波形。Vin=28 V，Io=10 A，R5＼6=0 Ω)。

3.2 單端正激變換器變壓器磁復(fù)位技術(shù)

為了單端正激變換器有效利用同步整流技術(shù)提高工作效率,所以要解決變換器的磁復(fù)位與漏感儲能問題，傳統(tǒng)的解決方案為：(1)采用輔助繞組復(fù)位電路；(2)采用RCD箝位復(fù)位電路；(3)采用有源箝位復(fù)位電路。
其中方案(1)要求輔助繞組與初級繞組必須緊密耦合，實際上因漏感的存在，電路中仍需外加有損吸收網(wǎng)絡(luò)，以釋放其儲能；方案(2)是一種有損箝位復(fù)位方式，因其損耗的大小正比于電路的開關(guān)頻率，和方案(1)相同需外加有損吸收網(wǎng)絡(luò)，不僅降低了電源本身效率，也限制了電源設(shè)計頻率的提高；方案(3)需附加一復(fù)位開關(guān)管和相關(guān)控制電路，不僅增加了電路復(fù)雜性，也使得附加電路損耗與總成本提高。
最理想的磁復(fù)位技術(shù)是利用電路寄生參數(shù)和變壓器磁化電感、漏感進(jìn)行諧振，強(qiáng)迫磁化電流減小至零甚至反向。實驗表明,實現(xiàn)這一技術(shù)的難度較大，需要許多參數(shù)的配合，輸出功率越大諧振參數(shù)匹配越難。
研發(fā)過程選用無耗復(fù)位網(wǎng)絡(luò)和變壓器次級去磁技術(shù)，能較好地解決變壓器磁芯復(fù)位，并實現(xiàn)無死區(qū)，消除了同步整流管體二極管導(dǎo)通損耗。
3．2．1 磁復(fù)位技術(shù)和去磁網(wǎng)絡(luò)
磁復(fù)位電路采用LCD網(wǎng)絡(luò)，LCD箝位不但能夠?qū)⒆儔浩鞯募ご拍芰糠答伝仉娋W(wǎng),而且能有效抑制開關(guān)管關(guān)斷時由于漏感能量造成的電壓尖峰。當(dāng)V1關(guān)斷時，C5箝位電容充電。當(dāng)V1DS上升到大于輸入電壓時，C5放電V2導(dǎo)通，當(dāng)V1DS導(dǎo)通時電感L2與C5諧振放電迫使V1DS硝下降，如圖3所示。

試驗證明此電路有效吸收V1DS關(guān)斷上沿的尖峰。圖4所示為增加了電路LCD網(wǎng)絡(luò),波形中存在死區(qū)時間說明變壓器已復(fù)位，但未增加去磁網(wǎng)絡(luò)的V1DS波形-CH-2。

次級箝位電路原理(屬于有源箝位)：在V8關(guān)斷時，變壓器極性反轉(zhuǎn)，V7導(dǎo)通，同時由于變壓器極性反轉(zhuǎn)驅(qū)動V10(P一溝道MOSFET)導(dǎo)通，使變壓器中的剩磁通過V10輸出到次級，使變壓器箝位減少死區(qū)時間。圖5所示為電路的V1DS波形，可以看出波
形已無死區(qū)工作時間。

4 結(jié)束語
此電源電路已達(dá)到預(yù)期指標(biāo)。但由于諧振電路簡單，參數(shù)匹配較難，還需進(jìn)一步改進(jìn)。