UC3855A/B 高性能功率因數(shù)預調節(jié)器（二）

3.4 電流誤差放大器

電流誤差放大器可以確保來自線路的輸入電流遵循正弦曲線標準。放大器的正輸入端為乘法器輸出端。通過一個電阻器（通常與 RIMO 的值一樣），負輸入端被連接至電流合成器 (CS) 的輸出端。電流誤差放大器的輸出端在 PWM 比較器中被比作鋸齒波，并且因此結束了占空比。在該線路的零交叉處，占空比為其最大值。由于該占空比將接近 100%，變流器的正確復位變得越來越困難。標準 PWM 控制器在振蕩器放電期間結束占空比，但是，由于 ZVT 運行，UC3855A/B 則可以按時達到100%。如果允許占空比接近100%，那么變流器便開始飽和，并使電流誤差放大器認為正從該線路中流出的電流要比正被控制的電流要少。這樣就使電流放大器補償過度，從而引起零交叉上的線電流失真。另外，如果變流器飽和，那么就會喪失流限功能。由于這些原因，因此我們建議對電流放大器的輸出端進行外部鉗位控制，以限制最大占空比。圖9顯示了一個典型的鉗位電路。

圖 9A 中的鉗位電路性能非常好（見表 1），但是，如果要求有更高的性能，或者要求其工作在一個寬線壓范圍內，那么可以使用圖 9B 中的電路。該電路將鉗位電壓調節(jié)為與線路成反比例。

A 電流誤差放大器鉗位電路

B 具有輸入電壓補償功能的鉗位電路 圖 9 鉗位電路

設置鉗位電壓的程序非常簡單。如果在首次啟動期間電流放大器鉗位便被設定為一個相對較低的值（≈?4 V），那么該系統(tǒng)則可以運行，但帶有過大的零交叉失真。一旦該系統(tǒng)處于工作狀態(tài)，那么鉗位電壓在變流器沒有飽和以前均可以增加，并且線電流具有一個可接受的 THD 水平。一旦鉗位電壓被設定，那么便可重復同其他器件運行。在用于通用線路運行及 500-W 輸出的實驗電路板中，單級鉗位被設定為 5.6V（低線壓、最大負載條件下），并且一個可接受的 THD 水平（ 10%）在所有線壓和負載條件下可以被測量出來。鉗位電壓被設定在 PWM 比較器斜坡峰值（額定值為 6.5V）以下，以限制 DMAX。將鉗位電壓設定太低會引起過多的零交叉失真，因為該放大器不能充分地控制線電流。

圖 10A 和 10B 分別顯示了有鉗位電流放大器和無鉗位電流放大器的運行情況，而圖 10C 則顯示了將放大器輸出電壓鉗位控制過低（頂部波形為線電流，底部波形為 VCAO）的結果。將鉗位設置太高和沒有鉗位的結果是一樣的。

圖 10 C/A 鉗位對 I 線路的影響

除了必須要考慮到線路電壓作用以外，設置兩級鉗位電路的程序均相同。該線路電壓僅為線路補償提供 100mV 到 200mV 的鉗位電壓。

在非常輕或者無負載的條件下，線路的平均電流要比正常情況下由電流誤差放大器控制的平均電流低。為了防止出現(xiàn)過壓情況，如果誤差放大器的輸出電壓變?yōu)?≈?1V 以下，該器件便進入脈沖跳躍模式。脈沖跳躍還會出現(xiàn)在高線壓和低負載條件下。當 CAO 在 1V 以下時，脈沖跳躍比較器就被激活。在 OVP/ENABLE 電路中，該比較器的輸出變?yōu)橐粋€ OR 柵極輸入，從而使該 OR 柵極輸出增高。該信號防止了 ZVT 和主柵極驅動升高。

補償電流誤差放大器的程序將在設計程序部分 (IV) 中進行討論。

3.5 電壓誤差放大器

輸出電壓被電壓誤差放大器的 VSENSE 輸入感應到，并將其同一個內部生成的 3V 參考電壓進行比較。放大器的輸出，即 VEA，（在一個給定輸入電壓情況下）隨著輸出功率的變化成正比例變化。電壓誤差放大器的輸出電壓范圍大約為 0.1V 至 6V。放大器的輸出為乘法器輸入之一，并且一個低于 1.5V 的輸入電壓抑制了該乘法器輸出。在設計程序部分中對本補償電壓環(huán)路的設計程序進行了大致描述。

3.6 保護電路

3.6.1 OVP/ENABLE

UC3855A/B 將使能和 OVP 功能結合至一個引腳中。它需要一個最低 1.8V 的電壓來運行該器件，如果低于該電壓值，參考電壓就會較低，同時振蕩器被禁用。電壓高于 7.5V 將中斷對柵極的驅動。當出現(xiàn)過壓條件時，應將電阻分壓器調至 7.5V，這樣才能保證以一個適宜的線電壓進行啟動。例如，如果將輸出電壓高于 450V 定義為過壓條件，那么 VOUT 至 OVP 引腳之間的分壓器的比例為 60：1。該分壓器就能保證以 76 VRMS (108 VPK) 的線電壓進行啟動。

3.6.2 電流限制

UC3855A/B 具有逐脈沖限流功能。乘法器功耗限制決定了線路上的最大平均功耗。但是，在瞬態(tài)或過載條件下，峰值電流限制功能是有必要的。通過感應開關電流并將該值饋入 ION，如果開關電流信號高于 1.5V（額定值），則可以在一個中斷柵極驅動信號的限流比較器上實施這種功能。

3.7 軟啟動

為了確保一個穩(wěn)定可控的啟動，UC3855A/B 提供了軟啟動 (SS) 功能。SS 引腳為一個外部電容器提供了 15μA 的電源。該電容器限制了電壓環(huán)路誤差放大器的電源電壓，從而有效地限制了放大器的輸出電壓，以及最大的期望輸出電壓。這樣就能保證輸出電壓以一種可控的方式升壓。

3.7.1 欠壓鎖定

UC3855A 的啟動閾值為 15.5V（額定值），并帶有 6V 的滯后，而 UC3855B 的啟動閾值為10.5V，并帶有 0.5V 的滯后。

4 曲型應用

為了能夠說明設計程序，并突出需要定義的設計參數(shù)，設計了這樣一個典型應用。該設計規(guī)范為：

VIN=85-270 VAC
VO=410 VDC
PO (max)=500W
FS=250kHz
Eff ＞95%
Pf ＞ 0.993
THD ＜ 12%

上面提到的那些規(guī)范給出了一個常見的通用輸入電壓以及中等功耗應用。由于軟開關以及零電壓轉換，現(xiàn)在我們可以實現(xiàn) 250kHz 的開關頻率。Pf 和 THD 的數(shù)量與 UC3855 可實現(xiàn)的線路校正相符合。

4.1 設計程序

該設計程序是對 [8] 所提出內容的總結。但是為了固定組件值和/或指定更多可選用部件，一些值已被更改。

4.2 功率級設計

4.2.1 電感設計

ZVT 轉換器中的功率級電感設計與傳統(tǒng)升壓轉換器的設計一樣。理想的開關紋波的數(shù)量決定了所需的感應，并且允許更多的紋波來減小電感值。低線路及最大負載情況下，峰值電流會出現(xiàn)比較糟糕的情況。峰值功耗為平均功耗的兩倍，并且 VPK 為 VRMS。為了能計算出輸入電流，需假設功率為 95%。

電流紋波與峰值電流之間一個比較好的折衷方案是允許 20% 紋波達到平均比率。這也使峰值開關電流保持在 10 A以下。

重新調節(jié)升壓轉換器的轉換比率，求出 D 的解，得出：

我們現(xiàn)在能計算出所需的電感。

4.2.2 輸出電容器選擇

輸出電容值不但會影響保持時間，而且還會影響輸出電壓紋波。如果保持時間 (tH)為主要的標準，則下面的方程式就給出了 CO 的值：

在這個例子中，對保持時間和電容器尺寸進行了折衷，并選用了一個值為 440 μF 的電容器。該電容器庫是由兩個并聯(lián)的 220μF、450VDC 電容器構成。

4.2.3 功率 MOSFET 和二極管選擇

所選用的主 MOSFET 為 Advanced Power Technology 公司推出的 APT5020BN（或同級別的產(chǎn)品）。該器件規(guī)格為 500V、23A，其 RDS(on) 為 0.20Ω ?(25℃)、COSS " 500 pF、且采用 TO-247 封裝。一個 5.1Ω ?的電阻器與柵極串聯(lián)放置，用來抑制啟動時的寄生振蕩，一個肖特基二極管及 2.7Ω 的電阻與該電阻器并聯(lián)放置以加速關閉。在 GTOUT 和接地之間也將放置一個肖特基二極管，以避免引腳被驅動至接地以下，同時該二極管的放置應盡可能的靠近該器件。 所選擇的升壓二極管為 International Rectifier 公司推出的規(guī)格為 15-A、600V 的超速二極管 HFA15TB60（或同級別的產(chǎn)品）。試回想，一款采用了二極管軟開關 ZVT 優(yōu)勢的轉換器。在配置了 ZVT 的情況下，升壓二極管對開關損耗的影響可以忽略不計，因此可以使用一個速度較慢的二極管。但是，在這個應用中，還是很有必要使用超速二極管。

根據(jù)二極管的恢復時間，確定 ZVT 電感的尺寸，并且速度較慢的二極管需要配置一個更大的電感。這就要求一個相應更長的 QZVT 開啟時間，增加了傳導損耗。較大尺寸的電感還需要更長的放電時間。為了保證諧振電感能完全放電，主開關的最短啟動時間應近似等于 ZVT 電路啟動時間。這就得出：

DMIN 會影響不斷運行的升壓轉換器的最小允許輸出電壓。ZVT 電路的啟動時間為一個穩(wěn)定的 trr 功能，因此選擇一個超快二極管使諧振電路損耗保持最小，并對輸出電壓產(chǎn)生最少的影響。由于對于大部分的諧振電路啟動時間而言，有效系統(tǒng)占空比是主開關啟動時間的主要功能，升壓二極管正極的電壓通過諧振電容器得到抑制。

這些考慮事項建議二極管的恢復時間應短于 75ns。該設計中的平均輸出電流低于 1.2 A，峰值電流為 9.2A。二極管相關的傳導損耗大約為 2.2 W。

當使用一個超速二極管時，二極管以極少的開關損耗模式運行。這就提升了整個系統(tǒng)的效率，并降低了二極管的峰值應力。

4.3 ZVT 電路設計

4.3.1 諧振電感

ZVT 電路設計簡單易懂。該電路具有有源緩沖功能，例如，電感設計用于二極管的軟關閉。選用的 ZVT 電容器用于 MOSFET 的軟開關。

諧振電感為升壓電感電流提供了一個預備電流通道，從而控制了二極管的 di/dt。當 ZVT 開關開啟時，輸入電流從升壓二極管轉移至 ZVT 電感。可以通過確定二極管關閉速度來計算出電感值。二極管的逆向恢復時間給出了其關閉時間。由于實際電路中的逆向恢復特性變化多樣，以及各個廠商對逆向恢復的定義各異，因此很難計算出 Lr 的準確值。電路環(huán)境對逆向恢復產(chǎn)生影響的例子就是諧振電容器正常的緩沖作用，該電容器限定了二極管正極的 dv/dt。一個較好的初步估測就是允許電感電流在三次二極管標準逆向恢復時間內緩慢升高至二極管電流。最大電感值的限制就是其對最小占空比的影響。正如二極管選擇章節(jié)所述，L?C 時間常數(shù)對 DMIN 產(chǎn)生影響，從而對 VO (min) 產(chǎn)生影響。將 Lr 設計得過大也會增加 ZVT MOSFET 的傳導時間，并增加諧振電路傳導損耗。當減小了 Lr 的值，會給二極管帶來更強的逆向恢復電流，并且提高了通過電感和 ZVT MOSFET 的峰值電流。隨著峰值電流增強，存儲在電感中的能量也會增加（E = 1/2 x L xI2）。為了減少關閉時節(jié)點上的寄生振蕩，該能量應保持在一個最小值。

從某種程度上來說，二極管的逆向恢復是其關閉 di/dt 的一個功能。如果假設有一個可控 di/dt，那么該二極管的逆向恢復時間可以近似估測為 60ns。如果電感將上升時間限制為 180ns (3 x trr)，則可以計算出電感。

磁芯損耗以及由此導致的溫度上升限制了電感的設計，但不會使磁通密度飽和。這是由于強 ac 電流分量和相對較高的運行頻率。一個好的設計程序在 [10] 已作了描述，已超出本文的討論范圍。但是本文已提及到幾個要點。磁芯應該為材質較好的高頻率低損耗材料，例如有氣隙的鐵氧體，或鐵鎳鉬磁粉芯 (MPP)。在這一應用中一般不宜使用鐵粉磁芯。相對不是太貴的鐵硅鋁磁芯，盡管與 MPP 相比較，具有更高的損耗，但還是可以使用該材質磁芯。損耗較高的材料實際上易于抑制 ZVT 開關關閉端的諧振。也可以通過將跨繞線電容保持至一個最小值的方式來優(yōu)化電感繞組結構。這樣就減少了關閉端的節(jié)點電容，同時也減少了所需的衰減量。
可以通過分析由 Lr 和 Cr 組成的諧振電路，以及當電流流至 lin 時確定諧振循環(huán)開始的方式找出電感電流。

其中，

由此，峰值電流等于 IIN 與輸出電壓除以諧振電路的特性阻抗的和。降低 Lr，或者增加 Cr 都會增加峰值電流。電感的設計是使用 Magnetics 公司的 MPP core 55209，帶有 33 個繞組，電感為 8μH。該電感應使用 Litz 線或幾股小磁線構建，從而將高頻影響最小化。

4.3.2 諧振電容

諧振電容器的大小可以確保主開關的可控 dv/dt。高效諧振電容器的電容應為 MOSFET 電容與外部節(jié)點電容之和。APT5020BN 的輸出電容大約為 500 pF，同時在外部添加了 500 pF 的電容。該電容器限制了關閉端的 dv/dt，由此減小了密勒效應。另外，由于開關電流轉向至電容器，這樣也減少了關閉損耗。電容器必須為一個較好的高頻電容器，同時也需要較低的 ESR 和 ESL。電容器應也能對關閉端相對較強的充電電流進行調控。兩種比較好的材質為聚丙烯膜介質，或陶瓷材料。

將 L 和 C 合并可得出諧振 1/4 周期：

對于一個升壓轉換器而言，則為：

將 (1) 代入 (2)，求解 VO，從而得出：

可以代入先前確定的值求解方程式 (3)，得出一個 405V 的最小輸出電壓值。這就要求 VO 的設計值為 410 V。

4.3.3 ZVT 開關及整流器的選擇

由于其漏-源電容的放電，因此 ZVT 開關也會帶來一個最小限度的開啟損耗。但是，由于諧振電感限制了開啟電流，因此 ZVT 開關不會帶來強電流和電壓交迭。無論如何，開關都不會帶來關閉及傳導損耗。盡管峰值開關電流確實高于主開關電流，但是占空比較小，從而將傳導損耗保持在一個較低的值。由于平均漏電流較低，因此 ZVT 開關為一個或兩個裸片尺寸的大小，且小于主開關。ZVT 開關的開啟時間為：

峰值 ZVT 開關電流等于峰值 ZVT 電感電流。通過假設出一個方波信號，可以得出開關 RMS 電流一個相對保守的近似值。RMS 電流近似值為：

這與最大負載和最大 ZVT 開啟時間下峰值大約為 14 A 的情況相符合，但是，RMS 僅為 3.9 A。在這一應用中，比較合適的器件是 Motorola MTP8N50E，這是一款 500V、8A、RDS (ON) 為 0.8Ω 的器件。與 主MOSFET 一起，將一個 5.1Ω ?的電阻器與柵極串聯(lián)放置，從而抑制開啟端的寄生振蕩，同時將一個肖特基二極管和電阻器與該電阻器并聯(lián)放置，從而加速關閉。在 ZVTOUT 至接地端之間放置一個肖特基二極管，以防止引腳在低于接地時被驅動。該二極管的位置應盡可能的接近該器件。

ZVT 電路所需的整流器也將流過一個相對較弱的 RMS 電流。tZVT 到負載期間，二極管 D2 將返還存儲于諧振電感中的能量。D2 應為一個超速恢復二極管，一般選用與 D1 速度相近的二極管。為 D2 所選用的二極管是 Motorola MURH860，這是一款 trr≈?35 ns、600V 的器件。

當電感重置時，二極管 D3 阻止電流流經(jīng) QZVT 主體二極管。該二極管與 QZVT 一樣，具有相同的峰值和 RMS 電流。D3 應為一個快速恢復二極管，從而減弱來自諧振電感的 QZVT 的漏-源電容。當 ZVT 開關關閉時，存儲于 D3 正極節(jié)點電容量會與 ZVT 電感發(fā)生諧振現(xiàn)象。將這一效應最小化會減少這一節(jié)點上所需的緩沖量。此處所選用的二極管為 MUR460。這是一款 trr≈?75ns、600V、4A 器件。

總而言之，ZVT 電路中的兩個二極管都有較低的 RMS 電流。除了阻斷電壓（兩種情況下都等于 VO），主要的選擇標準為逆向恢復時間。選用具有快速恢復時間的器件將減少寄生振蕩、降低損耗以及 EMI。

4.3.4 ZVT 緩沖電路

ZVT 電路需要更多的方法來抑制在 ZVT 電感電流降至 0 時就會發(fā)生的寄生振蕩。圖 10A 顯示了沒有經(jīng)過適當抑制時 ZVT 電感電流及二極管 D2 正極電壓。該圖表明當電感電流開始向輸出端放電（QZVT 處于關閉狀態(tài)）時，正極電壓則處于 VOUT（由于 D2 正在進行傳導）。當電感電流變?yōu)榱?，由于貫穿主開關體二極管電感的另一端被控制至 0 V，電壓振鈴為負。正極電壓能輕易地出現(xiàn)負振蕩，以將輸出電壓翻一倍。這就增加了二極管的反向電壓力，為輸出電壓的三倍！將節(jié)點電容量維持在一個最小值，并使用快速恢復二極管，不但可以減少振鈴，而且還可提升電路性能。 一些抑制振蕩的方法已經(jīng)在 [4,7] 中提出。在這一電路中研究了兩種方法，即飽和電抗器和電阻性阻尼。從接地到 D2 正極之間通過一個二極管連接一個 51Ω、10W 無電感電阻。飽和電抗器與諧振電感串聯(lián)放置，并利用一個纏有 8 圈繞組的Toshiba 飽和磁芯 SA 14 x 8 x 4.5 進行實施。電阻性阻尼方法可以防止節(jié)點發(fā)生振蕩。但是，當 D1 在進行傳導時，這并不能阻止電流流入 D2（這是由于當 QMAIN 關閉時，dv/dt 會貫穿 Lr）。如果這個時候電流流經(jīng) D2，那么當 QZVT 開啟時，D2 就會流過逆向恢復電流。由于其自身的高阻抗，飽和電抗器能阻止該電流。LS 也能阻止來自節(jié)點電容的 Lr，這就防止了節(jié)點發(fā)生振蕩。

在沒有電阻性阻尼的情況下，飽和電抗器能運行完好，而這也是該項設計中所選用的方法。飽和電抗器如果能有效的對電路進行減振，那么就可以免去電阻性阻尼的安裝。但是，由于設計出來的 LS 是用來飽和每一個開關循環(huán)，所以磁芯損耗很大一部分取決于材質，同時該損耗能引起磁芯溫度上升過高。在這一電路中，磁芯降溫處理是必需的。通過使用一個更大的 MS 18 x 12 x 4.5，嘗試了另一個可選設計，該 MS 運行時溫度更低，盡管它也需要進行降溫處理。對該電路的優(yōu)化處理能有效地減少 ZVT 電路中的損耗。在該設計中，阻尼網(wǎng)絡損耗大約為 2W。圖 10B 顯示了使用 LS 對節(jié)點進行阻尼的相同電路的情況。

圖 11 ZVT 振鈴波形

4.3.5 ZVS 電路

接下來我們將選擇 ZVS 電路組件。在該示例中，使用了一個 1kΩ 的電阻器來阻止 ZVS 引腳的運行。所選用的電容器為 500 pF。這一組合要求大約 200ns 的時間來完成充電至 2.5V 閾值。