新型高頻鏈逆變器研究分析

作者：時間：2012-06-27 來源：網(wǎng)絡(luò)

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1. 引言

本文引用地址：http://2s4d.com/article/176838.htm

新穎的雙向高頻環(huán)節(jié)逆變器[1、2、3]，具有雙向功率流、高頻電氣隔離、拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)等優(yōu)點，特別適用于要求雙向功率流的逆變場合[4]。以雙向高頻環(huán)節(jié)逆變器構(gòu)成的交流UPS[5]。

本文主要開展新型的雙向高頻環(huán)節(jié)逆變器的控制策略、原理特性、關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計準則、原理試驗等研究。

2. 電路拓撲與控制策略

雙向高頻環(huán)節(jié)逆變器的電路結(jié)構(gòu)，由高頻逆變器、高頻變壓器、周波變換器等構(gòu)成，如圖1(a)所示，具有雙向功率流、高頻電氣隔離、拓撲簡潔、兩級功率變換(DC/HFAC/LFAC)等優(yōu)點。其全橋橋式拓撲，如圖1(b)所示。

(a)電路結(jié)構(gòu)

(b)全橋橋式

圖1 電路結(jié)構(gòu)與全橋橋式拓撲

雙向高頻環(huán)節(jié)逆變器可采用移相控制策略，原理波形如圖2所示。采用移相控制策略，雙向高頻環(huán)節(jié)逆變器可實現(xiàn)周波變換器的零電壓(ZVS)開關(guān)、輸出濾波電感電流的自然換流、輸出濾波器前端電壓為單極性SPWM波。

圖2 雙向高頻環(huán)節(jié)逆變器移相控制原理圖

3. 穩(wěn)態(tài)分析

這里僅分析輸出電壓U0、輸出電感電流ILf均大于零時一個開關(guān)周期內(nèi)逆變器的穩(wěn)態(tài)工作情況。在一個開關(guān)周期內(nèi)，逆變器可分為十二個工作模式。其穩(wěn)態(tài)原理波形和開關(guān)模態(tài)分別如圖3、圖4所示。

圖3 移相控制高頻環(huán)節(jié)逆變器一個開關(guān)周期內(nèi)的穩(wěn)態(tài)波形

t=t1～t2：t1時刻前，變壓器原邊繞組電壓UEF為零，原邊電流iEF經(jīng)S1、D2流通。t1時刻，S4全電壓開通，iEF經(jīng)S1、D4流通;UEF=Ui;電感電流iLf(此時為iA)經(jīng)S5 、S6流通;輸出濾波器前端電壓UDC=UAC=2N2Ui/N1;如圖4(a)所示。

t=t2～t3：t2時刻，S1零電壓關(guān)斷;C1電壓快速從零上升到Ui值，C3電壓同時從Ui值快速下降到零;iEF經(jīng)S4、D3流通;UEF=0;iLf經(jīng)S5 、S6流通;UDC為零;如圖4(b)所示。

t=t3～t4：t3時刻，S3零電壓開通;iEF經(jīng)S4、S3(和D3)流通;UEF=0;iLf經(jīng)S5 、S6流通;UDC為零;如圖4(c)所示。

t=t4～t5：t4時刻，S7、S8零電壓開通;iEF經(jīng)S4、S3(和D3)流通;UEF=0;iLf經(jīng)S5 、S6流通;UDC為零;如圖4(c)所示。

t=t5～t6：t5時刻，S5、S6零電壓關(guān)斷;UEF=0;iLf(此時為iB)經(jīng)S7、S8流通;iEF反向經(jīng)S3 、S4(和D4)流通;UDC為零;如圖4(d)所示。

t=t6～t7：t6時刻，S4零電壓關(guān)斷;iEF經(jīng)S3、D4流通;UEF=0;iLf經(jīng)S7 、S8流通;UDC為零;如圖4(e)所示。

t=t7～t8：t7時刻，S2全電壓開通;iEF經(jīng)S2、S3流通;UEF=-Ui; iLf經(jīng)S7 、S8流通;UDC= UBC=N2Ui/N1;開關(guān)S6漏源電壓UDs6= UBA=2N2Ui/N1;如圖4(f)所示。

t=t8～t9：t8時刻，S3零電壓關(guān)斷;iEF經(jīng)S2、D1流通;iLf經(jīng)S7 、S8流通;UDC為零;如圖4(g)所示。

t=t9～t10：t9時刻，S1零電壓開通;iEF經(jīng)S2、S1(和D1)流通;UEF=0;iLf經(jīng)S7 、S8流通;UDC為零;如圖4(h)所示。

t=t10～t11：t10時刻，S5、S6零電壓開通;iEF經(jīng)S2、S1(和D1)流通;UEF=0;iLf經(jīng)S7 、S8流通;UDC為零;如圖4(h)所示。

t=t11～t12：t11時刻，S7 、S8零電壓關(guān)斷;UEF=0;iLf(此時為iA)經(jīng)S5 、S6流通;iEF經(jīng)S1、S2(和D2)流通;UDC為零;如圖4(i)所示。

t=t12～t13：t12時刻，S2零電壓關(guān)斷;UEF=0;iLf經(jīng)S5 、S6流通;iEF經(jīng)S1、D2流通;UDC=0; 如圖4(j)所示。t13時刻,開始下一個開關(guān)周期。

( a ) t1~t2 ( b ) t2 ~ t3

圖4 移相控制雙向逆變器穩(wěn)態(tài)時的開關(guān)模態(tài)

( c ) t3 ~ t4~ t5 ( d ) t5~ t6

(e ) t6~ t7 ( f ) t7~ t8

( g ) t8~ t9 ( h ) t9~ t10~ t11

( i ) t11~ t12 ( j ) t12~ t13

圖4 移相控制雙向逆變器穩(wěn)態(tài)時的開關(guān)模態(tài)

4. 參數(shù)設(shè)計

1)輸出電壓Uo

移相控制時輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系式為：

(1)

其中，D為有效占空比，RL為負載電阻，r為線路等效內(nèi)阻。

2)高頻變壓器匝比N1/N2

由式(1)可得，高頻變壓器匝比N1/N2由式(2)決定：

(2)

式(2)中，Dmax為輸出濾波器前端電壓uDC的最大占空比，Ui,min為輸入電壓的最小值。

3)高頻變壓器原、副邊繞組匝數(shù)N1、N2

高頻變壓器原邊繞組匝數(shù)N1由式(3)決定：

(3)

式(3)中，Ton max為周期最大開通時間，S為磁芯有效截面積。由式(2)、(3)可得N2。

4)周波變換器實現(xiàn)ZVS的條件

為了確保周波變換器功率開關(guān)能夠可靠地實現(xiàn)ZVS，周波變換器的換流重疊時間to必須滿足：

(D/2)max≤0.5-toFs (4)

5)開關(guān)頻率Fs

開關(guān)頻率越高，高頻變壓器和濾波器體積、重量越小，但開關(guān)損耗增大，另外，開關(guān)頻率還受式(4)的限制。因此，開關(guān)頻率折衷選擇為50kHz。

6)輸出濾波器

隨著輸出濾波電容Cf的增大，輸出電壓uo的THD減小，但輸出電流的無功分量和變換器的損耗增大。通常，Cf由式(5)決定：

Cf =

(5)

同樣，隨著輸出濾波電感Lf 的增大，輸出電壓uo的THD亦減小，但系統(tǒng)的動態(tài)響應速度變慢。通常，Lf由式(6)決定：

Lf =(0.5～0.8)RL /(2πFc) (6)

式(5)、(6)中，F(xiàn)c為輸出濾波器的截止頻率。

7)輸出濾波電感電流ILf

輸出濾波電感電流ILf由式(7)決定：

ILf =

(7)

式(7)中，

為輸出電壓的角頻率。

8)功率器件的電壓、電流應力

采用全橋橋式拓撲時，逆變橋功率開關(guān)S1～S4承受的最大電壓應力皆為UDSmax=Uimax,其最大有效值電流應力為Ilmax/

、峰值電流應力為

Ilmax;周波變換器功率開關(guān)S5A～S8B穩(wěn)態(tài)時最大電壓應力皆為UimaxN2/N1,其有效值電流應力為I2max/

、峰值電流應力為

I2max。

5. 實驗結(jié)果

設(shè)計實例：全橋橋式拓撲，移相控制策略，輸入電壓Ui=270V±10% DC，輸出電壓Uo=115V/400HzAC，額定容量S=1kVA，開關(guān)頻率Fs=50kHz，變壓器原、副邊匝比為N1/N2=25/20，變壓器磁芯選用Mn-Zn鐵氧體R2KBD材料PM62×49, 輸入濾波電感L=300μH，輸入濾波電容C=4.75μF,輸出濾波電感Lf=0.5mH，輸出濾波電容Cf=4.75μF。功率開關(guān)S1-S8b均選用IRFP460 MOSFET(20A/500V)，兩片移相控制芯片UC3879用于實現(xiàn)移相控制。

雙向高頻環(huán)節(jié)逆變器原理試驗波形如圖5所示。圖5(a)變壓器原邊繞組電壓波形,其為高頻三態(tài)雙極性SPWM波;圖5(b)周波變換器功率開關(guān)S6的漏源電壓和驅(qū)動電壓波形，實現(xiàn)了零電壓開關(guān)(ZVS);圖5(c)為兩片UC3879輸入的電壓移位誤差放大信號Ue1*、Ue2*，經(jīng)電壓移位后，原先互相反相的雙極性電壓誤差放大信號變換為單極性信號;圖5(d)為周波變換器兩組功率開關(guān)之間的重疊導通時間波形，實現(xiàn)周波變換器的換流;圖5(e)為輸出電壓波形，良好的正弦波形證實了理論分析的正確性。