數(shù)字接收機中高性能ADC和射頻器件的動態(tài)性能要求

不同結構的雜散考慮

如果需要進一步節(jié)省元件數(shù)、線路板空間，降低功耗及成本，可采用下面給出的一次變頻結構。假定設計的cdma2000接收機工作在PCS頻段，采樣速率為61.44Msps，合成器基準頻率為30.72MHz，第一中頻的中心選在6階Nyquist頻段169MHz，帶寬約為1.24MHz。對于DDS結構，采用相同的169MHz第一中頻，第二中頻的中心頻率在46.08MHz的2階Nyquist頻段。

表3. 用于SDC和DDC架構的假設雜散特性

Maxim的IF放大器：MAX2027 MAX2055

Maxim也提供每級增量為1dB的數(shù)控增益、高性能IF放大器。MAX2027就是一種數(shù)控增益放大器(DVGA)，采用單端輸入/單端輸出方式，可工作在50MHz至400MHz頻率范圍內，其最大增益時的噪聲系數(shù)只有5dB。MAX2055則是單端輸入/差分輸出的DVGA，可在30MHz至300MHz頻率范圍內驅動高性能ADC。在MAX2055的差分輸出和ADC差分輸入之間可以采用一個升壓變壓器，變壓器提供差分驅動，有利于輸出信號之間的平衡。這兩個DVGA工作在5V偏置，整個增益設置范圍內具有+40dBm的OIP3。更詳細的內容可參考Maxim網(wǎng)站上(www.maxim-ic.com.cn)的相關資料。

Maxim的高線性混頻器：MAX9993 MAX9982

在接收電路中，混頻器往往承受對性能要求更加嚴格的較大的輸入信號。理想狀態(tài)下，混頻器輸出信號的幅值和相位與輸入信號的幅值和相位成正比，而且這種比例關系與LO信號無關。根據(jù)這一假設，混頻器的幅度響應與RF輸入呈線性關系，且與LO輸入信號無關。

然而，混頻器的非線性會產生一些不希望的混頻信號，稱之為雜散響應，這些雜散信號是由到達混頻器RF端口、并不希望出現(xiàn)的信號產生的IF頻段的響應。無用的雜散信號將干擾有用的RF信號的工作，混頻器的IF頻率可由下式給出：

fIF = ± mfRF ± nfLO這里，IF、RF和LO分別是各自端口的信號頻率，m和n是將RF和LO信號混頻后的諧波階數(shù)。

集成(或有源)平衡混頻器(比如Maxim的MAX9993和MAX9982)，由于其性能優(yōu)于無源混頻方案而備受關注。當m或n為偶數(shù)時,平衡式混頻器能夠抑制一定的雜散響應，2次諧波性能更加優(yōu)異。理想的雙平衡混頻器可以抑制m或n (或兩者)為偶數(shù)的所有響應。在雙平衡混頻器中，IF、RF和LO端口之間都是相互隔離的。采用設計合理的非平衡變壓器,混頻器可以在IF、RF和LO頻帶交迭。MAX9993和MAX9982特點包括：低噪聲系數(shù)，內含LO緩沖器，低LO驅動，允許兩路LO輸入的LO開關，極好的LO噪聲特性等,此外,在RF和LO端口還集成有RF非平衡變壓器。

Maxim的這些混頻器內都嵌有LO噪聲性能極好的LO緩沖器，降低了對LO電源的要求。通常LO噪聲與電平較高的輸入阻塞信號相混合會降低接收靈敏度。MAX9993和MAX9982內含低噪聲LO緩沖器，可在出現(xiàn)阻塞時減輕對接收靈敏度的影響。例如，假設VCO輸入信號的邊帶噪聲是-145dBc/Hz，MAX9993的LO噪聲特性的典型值是-164dBc/Hz，這樣復合邊帶噪聲就只下降了0.05dBc/Hz到-144.95dBc/Hz。采用這種方法，用戶不僅為混頻器提供一個電平較低的LO信號，還能確保接收機的混頻特性不會因MAX9993內置LO緩沖器的性能而降低。

此外，還有一種棘手的2階雜散響應，也稱為半中頻(1/2 IF)雜散響應，對于低端注入，混頻器階數(shù)為：m = 2、n = -2；對于高端注入，混頻器階數(shù)為：m = -2、n = 2。低端注入時，引起半中頻寄生響應的輸入頻率比希望的RF頻率低fIF/2 (圖4)。所希望的RF頻率為1909MHz與1740MHz的LO頻率進行混頻，得到的IF頻率為169MHz。雖然，CDMA的RF和IF載波頻寬為1.24MHz，但在這里表示成一個頻率為中心載頻的單頻信號。在這個例子中， 1824.5MHz頻率的無用信號造成了169MHz的半中頻雜散成份：

驗證：
2 x fHalf-IF - 2 x fLO =
2 x (fRF - fIF/2) - 2 x (fRF - fIF) =
2 x (fRF - 2 x fIF/2) - 2 x fRF + 2 x fIF = fIF

由此可得到：
2 x 1824.5MHz - 2 x 1740MHz = 169MHz


圖4. 有用fRF, fLO, fIF與無用fHalf-IF頻率的位置

抑制總量(也稱為2x2雜散響應)可根據(jù)混頻器的第二截點IP2來預測，圖5給出了2x2 IMR或雜散值(來自Maxim的MAX9993數(shù)據(jù)資料)。注意：圖中信號電平是用輸入IP2 (IIP2)性能計算的混頻器輸入電平。

具體的計算公式如下：

IIP2 = 2 x IMR + PSPUR = IMR + PRF
= 2 x 70dBc + (-75dBm) = 70dBc + (-5dBm)
= +65dBm

由于Maxim的MAX9982 900MHz有源濾波器提供的典型雜散響應2RF - 2LO為65dBc，因此，其IIP2的計算方法如下：

IIP2 = 2 x IMR + PSPUR = IMR + PRF
= 2 x 65dBc + (-70dBm) = 65dBc + (-5dBm)
= +60dBm

圖5. 計算混頻器輸入信號的第二截點，IIP2

RF通道的鏡頻抑制緊靠在混頻器的前端，用于衰減所有的放大器諧波，而LO通路的噪聲濾波器則用于衰減LO注入引起的諧波。電平較高的輸入信號會在設備的輸入或輸出端引起失真或交調，其數(shù)值可以通過計算截點得到。 當混頻器LO功率為固定值時，其截點或失真成份的階數(shù)僅取決于RF倍頻，而與LO的倍頻無關，只需考慮RF信號的變化。這里說的階數(shù)代表失真隨輸入電平上升而增加的速度。

在接收器增益要求不高時，Maxim的15位ADC MAX1418具有極佳的噪聲性能，因而可以用最小的AGC承受較大的阻塞電平或干擾電平。MAX1211 ADC系列產品適合于一次變頻接收結構，其第一IF輸入頻率可達400MHz。另外，Maxim的MAX9993和MAX9982混頻器可提供需要的線性度，同時噪聲系數(shù)低，功率增益較高，因而可在接收機設計過程中省去無源濾波器。MAX2027和MAX2055 DVGA在整個增益可調范圍內的OIP3典型值約為+40dBm。由這些元件組成的接收器能夠將低成本解決方案的性能提高一個等級。

1. 被測電路或系統(tǒng)的輸出截止點是輸入截止點與增益(以dB為電位)之和。