將直接轉(zhuǎn)換推向奈奎斯特帶寬所面臨的挑戰(zhàn)

　　引言

　　直接轉(zhuǎn)換接收器又稱零中頻 (zero-IF) 接收器，在多種通信和儀表應(yīng)用中得到了普遍采用。人們似乎越來越希望在直接下變頻轉(zhuǎn)換中將濾波器帶寬推進(jìn)到奈奎斯特邊界。要求利用模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)“全部奈奎斯特帶寬”背后的動(dòng)因是，降低功耗、在日益密集的封裝中減輕熱量問題、降低成本、延長(zhǎng)備用時(shí)間或電池壽命等需求在本文中，我們將探討這種類型的設(shè)計(jì)要面臨的一些挑戰(zhàn)和所擔(dān)心的問題，同時(shí)在信號(hào)帶寬接近 100MHz 時(shí)，對(duì)直接轉(zhuǎn)換與中頻采樣 (IF-sampling) 進(jìn)行比較。

　　直接轉(zhuǎn)換接收器常常使用兩個(gè)匹配的有源濾波器，一般限制到約 20MHz，代表可用帶寬 (BW) 在 40MHz 量級(jí)，但使用相對(duì)于信號(hào)帶寬而言較高的采樣率。如果接收器的選擇性由低通 (LP) 濾波器決定，那么要將濾波器的帶寬增大到奈奎斯特邊界，就需要一個(gè)過渡帶非常小的陡峭濾波器。這正是軟件定義的無線電應(yīng)用情況，在這類應(yīng)用中，希望中心頻率和帶寬完全由軟件定義。

　　危險(xiǎn)

　　一個(gè)實(shí)際的軟件定義的接收器 (無論是單通道還是一組相關(guān)通道) 大部分都是用本機(jī)振蕩器 (LO) 調(diào)諧的，而且在鏡頻抑制處理之后，往往產(chǎn)生幾 MHz 的可用帶寬，這樣的接收器可以使用兩個(gè)匹配的 10MHz 有源 (低通) 濾波器，采樣率在 100Msps 量級(jí)。在有些情況下，這實(shí)際上也許是惟一需要的濾波。這些低通濾波器一般是低階的，因此要讓這些濾波器像真正的抗混疊濾波器一樣工作，就需要很高的過采樣率。假如存在很強(qiáng)的帶外干擾源，則必須施加更大的抑制作用，這取決于干擾源相對(duì)于帶內(nèi)載波的功率級(jí)別。如果利用一個(gè)濾波器在混頻器之前對(duì)帶外功率進(jìn)行了抑制，則可降低對(duì)抗混疊濾波的要求。以上均忽略了可能必需的帶寬限制 (旨在避免具帶外干擾源的低噪聲放大器 [LNA] 或混頻器發(fā)生過載)，以及或許為某個(gè)有源濾波器所需要的任何額外的 LO/RF 抑制。

　　例如，凌力爾特公司的 LT6604-10 四階雙通道濾波器 / 驅(qū)動(dòng)器在 90MHz 至 100MHz 時(shí)約有 70dB 的衰減，這樣的衰減是否足夠，取決于在與中心頻率相距 90MHz 的頻率上所接收的功率值，而對(duì)很多應(yīng)用來說，這樣的衰減也許足夠了。在 RF 域使用表面聲波 (SAW) 濾波器可以減少對(duì)混疊頻帶的抑制需求。解調(diào)器中集成的低通濾波器可以減少帶外濾波需求，但是常常是在 250MHz 至 400MHz 范圍，而且僅在抑制 LO 或 RF 饋通上有效。有源低通濾波器之后應(yīng)該有一些對(duì) 50MHz 以外范圍的額外抑制，以抑制驅(qū)動(dòng)器部分的噪聲，這部分噪聲在過渡帶之外可能持續(xù)存在。

　　在直接轉(zhuǎn)換中，由于鏡頻抑制限制，增益和相位失配限制了可實(shí)現(xiàn)的無寄生動(dòng)態(tài)范圍 (SFDR)。這個(gè)問題常常被低估為，只是校正增益和相位這兩個(gè)變量的問題。就高鏡頻抑制度而言，通帶紋波中復(fù)雜的失配和感興趣的頻帶內(nèi)的延遲必須得到校正。差分濾波器由于對(duì)應(yīng)組件之間容限的差別，在通帶相位和幅度響應(yīng)上也許顯示出高度局部化的特點(diǎn)，因此需要更加復(fù)雜的校正。當(dāng)接近高階低通濾波器的通帶邊緣時(shí)，簡(jiǎn)單的時(shí)間域校正也許變得不可管理。

　　對(duì)于在頻域中進(jìn)行解碼、并可在頻域中實(shí)施鏡像抑制處理的正交頻分復(fù)用 (OFDM) 而言，鏡像抑制可以逐部地 (bin by bin) 優(yōu)化。這做出的假設(shè)是：鏡頻中的信號(hào)是相干的。

　　若要利用整個(gè)奈奎斯特頻帶，就沒有余地選擇僅使用模擬濾波器通帶的一部分。如果僅對(duì)直接下變頻轉(zhuǎn)換可能的帶寬的一半感興趣，例如僅正頻率 (+1)，那么除了第一奈奎斯特區(qū) (-1) 的鏡頻抑制，第二奈奎斯特區(qū) (+2) 的鏡頻抑制也是可能的，兩個(gè)區(qū)都是負(fù)頻率。這種情況需要在混頻器之前有一個(gè)濾波器，以抑制那些會(huì)落在第二奈奎斯特區(qū) (-2，正頻率) 的頻率，以及 LO 之上的第三奈奎斯特區(qū)。這會(huì)需要在混頻器之前有 SAW 濾波器，其帶寬的標(biāo)稱值是采樣頻率的 1.5 倍，中心頻率位于距本機(jī)振蕩器頻率 1/4 fs 處。

　　當(dāng)接近高階濾波器的轉(zhuǎn)角頻率時(shí)，頻率響應(yīng)將偏離預(yù)期，而且濾波器之間的失配將變得復(fù)雜起來。請(qǐng)注意，在使用帶通濾波器的情況下，這個(gè)區(qū)域有可能涵蓋了通帶的全部。

　　圖 1：用于直接下變頻轉(zhuǎn)換并具被認(rèn)為可用的 40MHz 至 60MHz帶寬的假設(shè)濾波器的響應(yīng) (專為 100Msps 采樣速率而設(shè)計(jì)的抑制，且 LO 位于 1GHz 至 1.5GHz 區(qū)域)

　　passband：通帶

　　20-30MHz filter BW……：濾波器帶寬為 20MHz 至 30MHz，在鏡頻抑制處理之后，產(chǎn)生 40MHz 至 60MHz 的可用帶寬

　　stop band for region……：采樣率周圍 ±20MHz 區(qū)域的阻帶

　　adequate……：充分抑制接收器內(nèi)的噪聲源

　　Stopbandfor……：LO RF 抑制的阻帶

　　region from……：混頻器之前的濾波器必須抑制從 LO ±170MHz 到 LO ±500MHz 的區(qū)域

　　圖 1 顯示了一個(gè)濾波器的例子，在不考慮其他差錯(cuò)來源的情況下，該濾波器在 10MHz (20MHz 帶寬) 時(shí)會(huì)將鏡頻抑制限制在大約 60dB，但在 30MHz 之前，會(huì)切實(shí)地將鏡頻抑制再降低 30dB。這類濾波器和 ADC 利用數(shù)字信號(hào)處理校正混頻器的增益和相位誤差，也許能使結(jié)果改善約 30dB。有些信號(hào) (例如 WCDMA)，對(duì)鏡頻抑制不佳的容忍度相當(dāng)高，而另一些 (例如 GSM) OFDM 和高階 QAM 則不是這樣。

　　16 位 130Msps LTC2208 等具 100dB SFDR 的高速 ADC 的推出意味著在非常強(qiáng)的干擾信號(hào)存在的情況下，也可能保持正常運(yùn)行，但接近這一量級(jí)的鏡頻抑制會(huì)需要超常措施。在直接轉(zhuǎn)換中希望得到大的帶寬在一定程度是可以理解的，因?yàn)樵诮o定采樣率上，用正交信號(hào)進(jìn)行鏡頻抑制處理提供的帶寬可能是 IF 采樣接收器帶寬的兩倍。在 IF采樣 (欠采樣) 情況下，大帶寬和低通帶紋波通常需要高的中心頻率，這反過來又限制了很多 ADC 和放大器的動(dòng)態(tài)范圍，或者至少造成驅(qū)動(dòng)放大器有較大的功耗。實(shí)際的 IF濾波器通帶有理由限制到大約為中心頻率的 20%。100MHz 可用帶寬這一日益常見的目標(biāo)意味著 500MHz IF 和超過 200Msps 的采樣率，這導(dǎo)致了較大的功耗。不過 14 位 250Msps LTC2152-14 等模擬輸入帶寬在 1GHz 量級(jí)的高速 ADC 為這些高輸入頻率提供了良好的欠采樣性能，而且僅消耗 300mW 功率。

　　人們期望直接下變頻轉(zhuǎn)換需要較低的功率，這是合理的，因?yàn)檫m用于基帶頻率的放大器會(huì)比高 IF 放大器需要更低的功率。而且高 IF 采樣會(huì)需要重復(fù)放大，因?yàn)?IF 濾波器的插入損耗比低通濾波器高得多。要實(shí)現(xiàn)高選擇性，常常需要級(jí)聯(lián)濾波器。

　　在 IF 采樣中，需要兩級(jí) SAW 濾波器，以實(shí)現(xiàn)大約 80dB 的阻帶抑制，因此除了混頻器之后 20dB 至 25dB 的典型端到端增益，這兩級(jí) SAW 濾波器會(huì)需要插入大約 20dB 至 40dB 的補(bǔ)償增益。然而在直接轉(zhuǎn)換中，在并非理想狀態(tài)的模擬世界中保持鏡像抑制所需的數(shù)字信號(hào)處理將必需進(jìn)行大量的數(shù)字密集計(jì)算，以至于直接轉(zhuǎn)換的低功率優(yōu)勢(shì)似乎存疑。不過，處理能力所需的成本變得越來越低了。

　　更高的要求

　　在高于 25MHz 和 70dB SFDR 或左右時(shí)，由于放大器的增益帶寬積 (GBWP) 限制，有源濾波器變得不實(shí)際了。目前已有具 15MHz 至 20MHz 可用帶寬的有源濾波器，例如凌力爾特公司的 LTC6605 系列，但是如果還要求增益，那么增益帶寬積的要求就更高了。

　　所需的 SFDR 越大，GBWP 的要求就越苛刻，這一點(diǎn)常常被忽視。在有源濾波器中，帶寬相對(duì)于增益帶寬積越大，增益 / 相位匹配對(duì)放大器 GBWP 的變化就越敏感。在高于 25MHz 時(shí)，這會(huì)導(dǎo)致濾波器的選擇范圍縮小到 LC 濾波器。

　　高于 25MHz 碰巧是較高階 LC 濾波器變得切實(shí)可行的頻率范圍，因?yàn)殡姼衅鳒p小到了合理的尺寸。不過，伴隨這些電感器而來的是開路磁性元件可能產(chǎn)生的影響、相對(duì)于有源濾波器而言不夠嚴(yán)格的組件容限、以及由于 PCB 上組件相鄰而可能產(chǎn)生不可預(yù)測(cè)的耦合。由于抓放準(zhǔn)確度不同，相互耦合的程度可能會(huì)變化。如果兩個(gè)電感器相互靠近，那么它們就會(huì)耦合，而且耦合的程度取決于距離和方向。

　　現(xiàn)在常常見到這些低通濾波器采用純差分形式，至少在原理圖上是這樣，因?yàn)榛祛l器的輸出是差分的，常常需要 DC 響應(yīng)，而且 ADC必須有差分輸入。在正交應(yīng)用中，I 和 Q 端口靠在一起，而且在多通道 ADC 情況下，這些無源濾波器在 PCB 上會(huì)理所當(dāng)然地并排放置，因?yàn)檫@可以降低通道至通道的隔離。在正交采樣中，隔離也許是不太需要擔(dān)心的問題，但是由于耦合而導(dǎo)致的頻率響應(yīng)改變卻不是小問題。濾波器頻率響應(yīng)的改變?cè)?I 和 Q 通道之間是不同的，因?yàn)轳詈系墓β试谝粋€(gè)通道中起主導(dǎo)作用，而在另一個(gè)通道中的作用則減弱了。

　　如果某個(gè)承受著來自相鄰?fù)ǖ赖囊恍詈系耐ǖ朗?I 和 Q 的一個(gè)組成部分，則由于互感的原因而被改變的頻率響應(yīng)將改變鏡像抑制，至少會(huì)使之向通帶的上端移動(dòng)，而受干擾通道的頻率響應(yīng)在此處所遭受的影響將是最嚴(yán)重的。

　　如果濾波器的一側(cè)受到了來自相鄰濾波器的耦合，那么上述的另一個(gè)問題是在差分濾波器的輸出端產(chǎn)生的共模。這也許會(huì)影響信號(hào)平衡，致使共模分量也許僅比差模分量降低 20dB，在多通道 ADC 中，這可能足夠損害通道至通道隔離和 SFDR 。多通道 ADC 尤其應(yīng)該用良好的幅度和相位平衡來驅(qū)動(dòng)，否則會(huì)有包括地反跳在內(nèi)的風(fēng)險(xiǎn)，地反跳可能對(duì)時(shí)鐘進(jìn)行相位調(diào)制，或影響其他通道。

　　這也許是一個(gè)見仁見智的問題，不過在 100MHz 至 140MHz 區(qū)域中，視阻抗、類型和階數(shù)的不同而不同，LC 濾波器采用差分形式似乎是切合實(shí)際的。高于這個(gè)頻率范圍時(shí)，單端濾波器往往更切實(shí)可行。人們不愿意將常常是 100Ω 或更大的混頻器差分輸出轉(zhuǎn)換成常常是 50Ω 的單端輸出，然后再轉(zhuǎn)換回差分形式提供給 ADC，這是可以理解的。如果需要直到 DC 的響應(yīng)，那么轉(zhuǎn)換到單端信號(hào)當(dāng)然是不可能的。如果希望濾波器抑制直到數(shù)百 MHz，那么這些頻率分量應(yīng)該用接地的并聯(lián)組件來抑制，而不是差分組件，從而在這一區(qū)域形成一對(duì)單端濾波器。不可能期望這樣的濾波器很好地匹配，因此抑制必須充分，假定鏡頻抑制很小。

　　低功率和高集成度

　　從 I/Q 調(diào)制器 / 解調(diào)器、混頻器、濾波器、VGA、ADC 到 ADC 驅(qū)動(dòng)器，凌力爾特公司提供一套完整的高性能信號(hào)鏈路產(chǎn)品。最近推出的 16 位 LTC2185 雙通道 ADC 系列以及引腳兼容的 14 位和 12 位 LTC2145 系列提供高達(dá) 125Msps 的采樣率，是市場(chǎng)上功耗最低的器件 (參見圖 2)。憑借在信號(hào)鏈路設(shè)計(jì)方面的專長(zhǎng)，凌力爾特公司已經(jīng)開發(fā)出了微型模塊 (μModule®) 接收器產(chǎn)品，這類產(chǎn)品集成了高速 ADC 和 RF 信號(hào)鏈路。LTM9004 采用直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)，具有一個(gè) I/Q 解調(diào)器、高達(dá) 20MHz 的低通濾波以及一個(gè)雙通道 ADC (參見圖 3)。相比之下，LTM9005 采用 IF 采樣架構(gòu)，具有一個(gè)下變頻混頻器、SAW 濾波器和一個(gè)單通道 ADC (參見圖 4)。這兩款器件都采用 22mm x 15mm LGA 封裝，占用的電路板空間減少了大約 75%，同時(shí)集成了多個(gè) IC 和幾十個(gè)無源組件。

　　圖 2：16 位 / 14 位 / 12 位 125Msps 引腳兼容的 ADC 系列

　　16-Bit：16 位

　　76.3dB SNR：76.3dB SNR

　　Power Consumption：功耗

　　39mW/Ch：每通道 39mW

　　圖 3：LTM9004 微型模塊接收器采用的直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)

　　DC OFFSET CONTROL：DC 偏移控制

　　0.5V TO 3.6V：0.5V 至 3.6V

　　圖 4：LTM9005 微型模塊接收器采用的 IF 采樣架構(gòu)

　　結(jié)論

　　將直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)推向整個(gè)奈奎斯特帶寬的動(dòng)機(jī)是可以理解的，但這面臨著眾多的挑戰(zhàn)。許多難題可簡(jiǎn)單地通過針對(duì)目標(biāo)帶寬采用一個(gè)較高的采樣速率加以避免。對(duì)于 100MHz 信號(hào)帶寬 (50MHz LP 濾波器、直接轉(zhuǎn)換) 應(yīng)用，如果需要高 SFDR，則最好避免使用有源濾波器，而采用放大器 (僅用于提供增益) 并構(gòu)建 LC 濾波器。而當(dāng)信號(hào)很可能為差分和 DC 耦合時(shí)，最好的做法是設(shè)計(jì)具有接地分流元件 (而不是采用并聯(lián)元件) 的濾波器，即單端濾波器對(duì)。