電流檢測放大器，80V共模電壓雙向

介紹

每個脈寬調制控制器配置基本的控制元件，以便當連接到功率轉換器的反饋信號時，有足夠的回路增益和帶寬可用來根據線路和負載的變化調節(jié)電壓設定點。這些控制元件包括誤差放大器、脈寬調制器、斜坡、 電源開關的電壓參考、時鐘、鎖和驅動器，可能集成也可能不集成在控制器內。這些元件的布置將電壓模式或電流模式控制器與V2設備區(qū)分開來。

將轉換器的反饋信號與電壓參考進行比較，并在電壓放大器的輸出處產生誤差信號。這個誤差信號被饋送到一個PWM的一個輸入端，另一個輸入端是由一個內部時鐘產生的固定振幅的電壓斜坡。內部時鐘設置鎖存器，以啟動一個驅動周期。圖1顯示了一個基本的電壓模式控制器。

圖1。V模式控制

當錯誤信號與斜坡相交時，PWM將重置閂鎖并且電源開關被關閉。輸出電壓的微小變化，對應于輸入線或輸出負載的變化，會導致相對于斜坡的誤差電壓的變化。這反過來又導致調制器的占空比D改變，以調節(jié)輸出電壓。圖2突出顯示了當前模式控制器的元素。

圖2. 模式控制

在該控制實現(xiàn)中，誤差信號再次由將反饋信號與其輸入處的參考電壓進行比較的電壓放大器產生誤差信號。如在電壓模式控制中一樣，該信號被饋送到PWM的一個輸入端。然而，在電流模式控制中，第二個輸入不是來自一個固定的斜坡，而是來自在電源開關中流動的電流。當電流斜坡的峰值時與錯誤信號相交時，電源開關循環(huán)被終止。因此，當外部電壓回路檢測到變化時，內環(huán)中的編程電流被上調或下調，以糾正偏差。圖3說明了一個V2控制器的基本架構。

圖3。V2控制

在這里，反饋信號與參考電壓進行比較，以產生輸入給PWM的一個輸入的誤差信號。然而，在V2中，PWM的第二輸入是來自轉換器輸出的反饋信號。該反饋信號提供直流信息和交流信息（斜坡），以便轉換器調節(jié)其設定點。內部時鐘在每個開關周期中啟動一個驅動脈沖。當反饋信號與錯誤信號相交時，開關周期被終止。

作為PWM的輸入，誤差信號和控制斜坡，都來自于轉換器的輸出電壓，控制架構被稱為V2。這有點

具有誤導性，因為控制斜坡通常是由轉換器中存在的當前信息生成的?？刂企w系結構也同樣可以做到這一點支持電壓模式控制。提出了一種利用電壓前饋技術的應用。

最后，與在V2中是否采用了電流或電壓模式控制技術無關，在圖1、圖2和圖3中討論的控制元件的排列之間有一個重要的區(qū)別需要注意。在V2中，高頻信息的處理沒有誤差放大器。由于誤差放大器不是高頻路徑的一部分，因此可以根據誤差放大器的增益和相位特性對變換器的閉環(huán)增益和瞬態(tài)性能進行優(yōu)化。當負載轉換器的點必須支持基于微處理器的應用程序的100A/微秒的瞬態(tài)負載要求時，這一點就變得很重要了。

V2部署在半導體的集成電路組合中的許多控制器中，每個控制器都針對一個特定的應用程序。為了說明這種方法可能實現(xiàn)的高水平集成，下面更詳細的討參考了CS5141x降壓調節(jié)器，如圖4所示。

圖4。巴克轉換器與V2控制

來自降壓轉換器的反饋信號在被路由到PWM比較器的輸入端之前以兩種方式中的一種進行處理。快速反饋路徑（FFB）在將反饋信號傳遞到PWM的一個輸入端之前，將坡度補償添加到反饋信號中。對慢反饋路徑（SFB）進行比較對直流參考的原始反饋信號。在誤差放大器VC的輸出處產生的誤差信號在被路由到PWM的第二輸入端之前，被一個低頻極點濾波。

當振蕩器設置輸出鎖存器時，每個開關循環(huán)都被啟動(S1開啟）。

當FFB信號（交流加輸出直流）超過SFB（錯誤直流）時，每個開關周期終止(S1關閉），并且輸出鎖存器被重置。在負載瞬態(tài)的情況下，F(xiàn)FB信號相對于濾波后的SFB信號變化得更快，導致占空比調制發(fā)生。從轉換器中獲取的實際示波器波形，顯示開關節(jié)點vswit，錯誤信號vc反饋信號垂直走紙格式緩沖器（僅限交流組件）如圖5所示。

圖5。

轉換器回路增益

與任何PWM開關控制器一樣，在V2控制器中存在3個增益塊。（圖6）第一個方塊包括功率電路和PWM調制器，第二，輸出濾波器和第三，通過補償誤差放大器提供負反饋的增益塊。

圖6。閉環(huán)增益

功率電路和調制器的增益，也稱為輸出控制，由輸入電壓的比值定義文到控制斜坡的振幅靜脈腎素濃度.下一個塊是無源輸出濾波器級，一旦濾波器的交叉頻率f，它在斜率?2（40db/十年）處衰減液晶顯示器（超過了1/2幾√LC）。

誤差放大器反饋塊周圍的補償如下。誤差放大器的輸出阻抗很高（7 MQ)。因此，一個100 nF的小輸出電容器將產生一個低頻極，在這種情況下是在20 Hz。

整體的閉環(huán)增益可以通過疊加（以dB的總和）來找到，如圖6所示。為了提供一個無條件穩(wěn)定的環(huán)路和行為良好的瞬態(tài)響應，在環(huán)路的統(tǒng)一增益交叉時，環(huán)路周圍的相移需要超過45度。由于誤差放大器具有固定的增益，其補償由單個低頻極設置，這是通過調整控制斜坡信號的振幅值和相位來實現(xiàn)的。

控制坡道的產生

在最初的V2設計中，控制斜坡VCR是由轉換器的輸出紋波產生的。使用電流導出的斜坡提供了與電流模式相同的好處，即輸入前饋、單極輸出濾波器補償和輸出負載瞬態(tài)后的快速反饋。通常，選擇的鉭或有機聚合物電容器具有足夠大的esr組件，相對于其電容性和esl紋波貢獻，以確?？刂菩逼率歉袘姼须娏?，其振幅足以保持環(huán)路的穩(wěn)定性。該技術如圖7所示。這是一種非常簡單的技術，但與開關調節(jié)器的基本要求具有低輸出紋波相反。還必須考慮組件隨時間和溫度變化的變化公差。

圖7。從輸出中生成的控制斜坡

電容器利用這種技術，由于寄生的esr和esl紋波貢獻為零，因此可以很容易地獲得低于10 mV的輸出開關紋波。在這種情況下，控制斜坡會在電路的其他地方生成。

在V2中使用的控制斜坡可以通過許多僅受設計師個人創(chuàng)造力限制的方式得到。例如，一種方法是使用電感DCR感應技術，在輸出電感上添加一個RC集成網絡，并將“電感感應電流”斜坡耦合到反饋路徑中。

另一種方法是從輸入開關節(jié)點產生一個電壓斜坡，以添加到直流反饋信號中。通過這種方式，創(chuàng)建了一個具有固有前饋的電壓模式控制器。

使用DCR傳感器的斜坡萌發(fā)

該技術被描述為參考了一個12 V到3.3 V的降壓轉換器的設計，使用MLCC電容器作為輸出濾波器。轉換器

的電路如圖8所示。這里的重點是控制電路，而不是功率開關、自由輪二極管或電感器中定義轉換器效率的損耗項。

圖8。由DCR感應器傳感器產生的控制坡道

使用電壓前饋方式產生斜坡

圖9說明了該技術。電阻Rf和電容器Cf從交換節(jié)點到地形成一個濾波器網絡。假設這個RfCf時間常數(shù)與3.86山S的開關周期相比較大，該網絡以與LC輸出濾波器相同的方式集成開關節(jié)點電壓。因此，Cf上出現(xiàn)的直流電壓為3v，Cf上的電壓斜坡由下式給出。.3Vc = {(Vin/Rf) x DTs} / Cf = {DTs/CfRf} x Vin這個電壓斜坡被耦合到轉換器的反饋信號中，以提供電壓模式控制。

值得注意的是，他的循環(huán)本身并不足以提供一個穩(wěn)定的循環(huán)。有必要以零的形式增加額外的補償，以補償來自LC輸出階段的?2斜率。這是通過添加圖9中的電容器Cz來實現(xiàn)的?？刂菩逼潞?20 mV瞬態(tài)響應如圖13和圖14所示。這里需要注意的是，雖然回路是穩(wěn)定的，但瞬態(tài)波形略微超過其設定點，這表明增益和相位裕度可以提高。

圖9。從前饋電壓開始的控制坡道

結論

本文討論了電壓模式、電流模式和V2、PWM控制器的基本條件。在V2中，控制斜坡可以從轉換器內可用的電流或電壓信息中創(chuàng)建。在降壓轉換器的情況下，采用MLCC的輸出，給出了每種控制技術的一個例子。分析并提供了實驗數(shù)據。瞬態(tài)數(shù)據證實，使用V2控制技術可以很容易地實現(xiàn)超過10 kHz的環(huán)路增益。其他的設計信息，包括Bode圖，可以通過參考與每個V2產品相關聯(lián)的演示板來獲得。