LCD TV超級IP應用的解決方案

　　在現(xiàn)今的 LCD TV 逆變器設(shè)計中，設(shè)計人員往往希望能找到效率高但成本最低的解決方案。采用傳統(tǒng)的拓撲結(jié)構(gòu)很難在不增加成本的情況下提高效率。超級逆變器或高壓逆變器正是針對這一問題的一個可行的解決方案，因為這些解決方案省掉了主輸出所需要的整流線路。目前有許多不同類型的超級 IP 拓撲，本文主要介紹其中一種，如圖 1 所示，適合用于26 英寸 4 U形燈管 LCD TV。

　　在上圖所示的超IP模塊中，為了提高總體效率并節(jié)省成本，功率級和逆變器級都被整合在同一個級中。半橋模塊直接由 PFC 380V 輸出的初級端供電，T2是初級和次級間的隔離變壓器。諧振電路由 T2、T3、T4、T5 和 T6 以及 CCFL電容串聯(lián)而成，把方波電壓轉(zhuǎn)換為正弦輸出，以驅(qū)動CCFL。

　　電流平衡

　　目前，U形燈管為平板供應商所普遍采用，以降低成本和功耗，但U形燈管的兩個接線端 P1 和 P2 都需要工作在很高的電壓之下。不過，由于不能通過工作在高壓下的燈管兩端直接串聯(lián)電阻來檢測燈管電流，燈管電流的檢測非常困難。而且，由于燈管電阻的離散性也使控制4個U形燈管的電流平衡不容易。

　　逆變器諧振回路包含了一個逆變器變壓器、變壓器次級漏感、燈管等效工作電阻和諧振電容，以及燈管寄生電容Clamp。圖2所示為燈管電流值隨頻率變化的關(guān)系曲線。

　　有趣的是，在圖2中，當Rlamp從100K 變化到1M歐姆時，所有的燈管電流RMS值曲線相交于f0點(諧振點)。f0 (諧振點)由L3和Clamp、C9 及 C10決定。這意味著如果工作頻率接近f_{0}，就很容易獲得電流平衡。

　　圖 3 所示為簡化的逆變器燈管電路，包含了逆變器變壓器漏感、與外部電容并聯(lián)的燈管寄生電容C，以及燈管等效電阻R。 燈管電流傳遞函數(shù) I(R) 表示如下：

　　I_{R}(ω)=frac{V_{R}(ω)}{R}=frac{VS(ω)}{ωL+frac{R×frac{1}{jωC}}{R+frac{1}{jωC}}}×frac{R×frac{1}{jωC}}{R+frac{1}{jωC}}×frac{1}{R}
　　=frac{VS(ω)}{R(1-ω^{2}LC)+jωL} (2.1)

　　如果ω^{2} LC=1，則I_{R}(ω)=frac{VS(ω)}{jωL}，與燈管的R值無關(guān)，我們就獲得一個恒定電流輸出的逆變器。燈管電流 RMS 值由 Vs、逆變器變壓器泄漏電感L，以及由燈管寄生電容并聯(lián)外接電容共同組成的電容C 決定。此外，我們還知道，若Q=frac{R}{ω_{0}L}足夠小，則f_{0}=frac{1}{2πsqrt{LC}}點附近，不同燈管阻抗的電流曲線靠得越近。

　　半橋MOSFET開關(guān)的特性

　　另一個問題有關(guān)半橋MOSFET 的導通尖峰。圖4所示為小占空比仿真波形。當高端MOSFET(S1)或低端 MOSFET(S2) 導通時，會出現(xiàn)很大的電流尖峰。S1和S2的導通損耗非常大，效率不理想。開關(guān)噪聲也是一大挑戰(zhàn)，因為它會降低系統(tǒng)總體可靠性。

　　首先，假設(shè)半橋負載是電感性的，電流波形滯后于電壓波形，D6 是高端 MOSFET S1 的體二極管，D7 是低端 MOSFET S2 的體二極管。

　　t0->t1：在 t<t0 之前，S2 導通，變壓器初級電流 IR65 為負；當 t=t0 時，S2 斷開，電流 IR65 致使 C46 充電，C45 放電，開關(guān)結(jié)點 Vs 電壓被充電至380V+0.7V@t1。

　　t1->t2：D6開始導通，變壓器初級端電流為380VDC輸入功率充電，電流降至0@t2。
　　t2->t3：D6斷開，C15、TX6 初級端電感、R65 和 C45/C46 之間的諧振開始，開關(guān)節(jié)點 Vs 電壓減小到負值，首先使 D7 導通，然后 Vs 電壓變?yōu)檎怠?/p>

　　t3->t4：死區(qū)結(jié)束，高端柵極驅(qū)動器導通 MOSFET。MOSFET Ids 出現(xiàn)大電流尖峰。
　　為了減小電流尖峰，需要把V7 和 V8的導通占空比提高到近 50%，這樣S1 和 S2 就成為零電壓開關(guān) (ZVS)，從而可以在半橋開關(guān)節(jié)點獲得方波電壓。

　　飛兆半導體可投產(chǎn)的電路板
　　圖 5 是飛兆半導體針對 26 英寸 4 U 形燈管 LCD TV 開發(fā)的總體解決方案的模塊示意圖。

　　該電路的主要規(guī)格如下：

　　· 燈管典型工作電壓：1920VRMS
　　· 燈管典型工作電流：7.5mARMS
　　· 燈管啟動電壓：3180Vrms@ Ta = 0℃
　　· 燈管典型工作頻率：56KHz
　　· 背光典型功耗：54W
　　· 音頻放大器輸出 12V/3A，USB 輸出 5V/3A
　　· 待機功耗 <0.75W@AC240V，對 MCU 為 5V /0.2A
　　· 燈管開路保護、燈管短路保護、燈管過壓保護
　　· 電流平衡：<±10%

　　選擇背光 PWM IC FAN7313 的原因在于能夠利用外部信號為串并聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器提供所有控制功能，如軟啟動、燈管開路調(diào)節(jié)、燈管開路保護、過壓保護、短路保護、UVLO、以及同步電路。同時能夠減少外部組件數(shù)，通過集成降低系統(tǒng)成本，并且支持模擬和間歇調(diào)光兩種工作模式。

　　FAN7313 為串并聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器和脈寬調(diào)制 (PWM) 控制器提供了開發(fā)電源電壓所需的全部控制功能。

　　設(shè)計步驟 

　　設(shè)置第一級變壓器T4規(guī)格

　　T4把初級端接地與次級端接地分隔開來，并把380V PFC電壓轉(zhuǎn)換為±80V的交流中壓輸出，作為二級變壓器的輸入。T4初級電感應該足夠大，以使C50 和 T4初級諧振頻率比工作頻率56K小得多，從而讓半橋轉(zhuǎn)換器的電感負載實現(xiàn)ZVS。

　　首先，我們選擇C50=0.47μF/400V，設(shè)置 C50 和 T4初級電感L諧振頻率為7KHz，遠低于工作頻率56KHz。T4初級電感為：

　　L=frac{1}{(2πf)^{2}C_{50}}=frac{1}{(2×π×7kHz)^{2}×0.47μf}=1.1MH

　　選擇T4初級電感= 1mH，EER28L磁芯，A_{e}=82mm^{2}，T4最小初級線圈匝數(shù)為：
　　N_{p min}=frac{V_{in}×?t_{max}}{?B×A_{e}}=frac{190V×8.9μs}{0.35T×82mm^{2}}=58.9

　　我們選擇Np=60匝，T4次級匝數(shù)為：
　　N_{S}=frac{N_{P}×V_{S}}{V_{P}}=frac{60×80V}{190V}=25.2

　　我們選擇Ns=26匝，則次級輸出電壓為
　　V_{S}=frac{N_{S}×V_{P}}{N_{P}}=frac{26×190V}{60}=82.3V

　　設(shè)置第二級變壓器T5規(guī)格

　　T5、T6、T7、T8都是相同的變壓器，用以把方電壓轉(zhuǎn)換為平方波電壓，再轉(zhuǎn)換為正弦波輸出，驅(qū)動CCFL。

　　首先，我們設(shè)置次級諧振電路頻率f0=65kHz，Q=1，由式(2.2)，泄漏電感為：
　　L_{l}=frac{R}{ω_{0}Q}=frac{256k}{2×π×65kHz×1}=0.627H

　　選擇L_{l}=0.6H，EEL17 磁芯，A_{e}=22mm^{2}，T5最小初級匝數(shù)為：
　　N_{P?min}=frac{V_{in}×Δt_{max}}{ΔB×A_{e}}=frac{82×3V×8.9μs}{0.2T×22mm^{2}}=166.4

　　把T5輸入方波轉(zhuǎn)換為正弦波，正弦波RMS電壓為：
　　V_{rms}=frac{sqrt{2}}{π}V_{in}sin Dπ=frac{sqrt{2}}{π}×164×6V×sinfrac{π}{2}=74.1V

　　根據(jù)式(2.3)，變壓器匝數(shù)比為：

　　至于最小初級線圈匝數(shù)，最小線圈匝數(shù)比和泄漏電感，我們據(jù)此能夠確定初級線圈匝數(shù)、匝數(shù)比和磁芯間隙，獲得所需的泄漏電感。對于這一應用，初級線圈匝數(shù)為 178T，次級線圈匝數(shù)為 4200T，匝數(shù)比為 23.6。

　　確定所需的輸出電容C51、C77

　　假設(shè)每個 U 形燈管的寄生電容為 5pF。每個寄生電容與一個輸出電容有效并聯(lián)。輸出電容 C51 為：

　　我們選擇 C51 和 C77=10pF。

　　小結(jié)

　　隨著消費者對高效低成本 LCD TV 的需求不斷增長，高壓逆變器必需以最低的成本提供高效率。本文探討了創(chuàng)新的解決方案，整合了功率級和逆變器級，在 PFC 模塊之后無需傳統(tǒng)的 DC-DC 模塊。利用這種先進的拓撲，LCD TV 系統(tǒng)的效率和可靠性都得到大幅度提高，同時又降低了系統(tǒng)總體成本。