對PWM整流器固定頻率型電流控制方法的改進

摘    要：本文提出了對PWM整流器的固定頻率型電流控制方式的改進方案，并詳細(xì)介紹了疊加信號 的推導(dǎo)方法，對改進前后的方案分別用matlab進行了建模和仿真，并對仿真結(jié)果進行了比較。最后，該控制方案在實驗室中得到了驗證。
關(guān)鍵詞：PWM整流器；固定頻率型電流控制

引言
PWM整流器是應(yīng)用脈寬調(diào)制技術(shù)發(fā)展起來的一種電源變流器,它能使輸入電流與電壓同相，從而使功率因數(shù)接近于1。在PWM整流器的控制中，直接電流追蹤型控制具有電流波形好、動態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點，它又可以分為滯環(huán)控制方式和固定開關(guān)頻率型控制。滯環(huán)控制結(jié)構(gòu)簡單，實現(xiàn)容易，但是存在開關(guān)頻率不固定的缺點。固定開關(guān)頻率型的電流控制克服了滯環(huán)控制的上述缺點，它將電流調(diào)節(jié)器輸出的信號與三角波比較生成PWM信號來對整流器進行控制。這種控制方法的系統(tǒng)動態(tài)性能好，而且開關(guān)頻率固定，能減少器件的開關(guān)損耗和噪聲。但是，這種方法也存在一個原理上的不足，即存在電流跟蹤誤差較大的缺點。

固定開關(guān)頻率型電流追蹤控制的不足
以單相PWM整流器的控制為例，圖1為主電路結(jié)構(gòu)圖。輸入正弦波電壓，產(chǎn)生恒定直流輸出電壓Ud，UN(t)是PWM整流器的輸入端電壓，它是PWM控制下的脈沖波， iN(t)是從電網(wǎng)輸入PWM整流器的電流，T1~T4是開關(guān)管，D1~D4是整流二極管。通過對四個開關(guān)管進行合適的PWM控制，就可以一方面保證輸出電壓Ud恒定，另一方面使輸入電流 與電網(wǎng)電壓 同相位，電流 的波形接近正弦波。
圖2為固定開關(guān)頻率型電流追蹤控制的原理框圖。該系統(tǒng)為一雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，給定的電壓指令與反饋的直流側(cè)電壓Ud相減后送入PI調(diào)節(jié)器，其輸出值乘以一個與電源電壓同相位的正弦信號后得到電流指令，再與輸入電流的反饋值iN相減，經(jīng)過P調(diào)節(jié)器后得到調(diào)制信號uR(t)。PWM開關(guān)信號即由該調(diào)制信號與三角載波比較產(chǎn)生，如圖3所示，圖中數(shù)字所指的線段表示相應(yīng)的開關(guān)管的導(dǎo)通階段?；谏鲜龇椒?，對PWM整流器進行控制，使其正常工作。但是，這種方法存在一個原理上的不足。假設(shè)整流器工作在理想的狀態(tài)，即實際電流iN完全跟蹤指令電流值，此時電流偏差為零，從而調(diào)節(jié)器的輸出值為零，即uR(t)=0。從圖3可以看出，此時圖中1、3段重合，2、4段重合，且各占1/2個三角載波周期。這表明，在前1/2個周期內(nèi)，整流器的T2、T4管同時導(dǎo)通，后1/2個周期內(nèi)，T1、T3管同時導(dǎo)通，即在任意時刻兩個橋臂都各有一個管子導(dǎo)通。因此電源一直處于短路狀態(tài)，電感持續(xù)儲能，這顯然與實際的情形不符。

方案的改進
從上面的分析可以看出，這種控制方法的不足就在于，當(dāng)誤差電流為零時，調(diào)節(jié)器輸出的PWM波的占空比并不是整流器所需要的占空比。為此，在P調(diào)節(jié)器的輸出信號上疊加一個電壓信號，把疊加后的信號作為調(diào)制波，控制原理圖如圖4所示。疊加的信號必須滿足：當(dāng)誤差電流為零時，使得控制系統(tǒng)能輸出整流器所需的占空比的PWM波。因此，要確定，必須先求出在任意時刻整流器的占空比。對于一個PWM整流器來說，它工作在電網(wǎng)與輸出電壓反向串聯(lián)，共同給電感儲能的模式下的時間很少，可以忽略不計。假設(shè)整流器只工作在整流和電網(wǎng)短路兩種模式下。這樣，在任意時刻t，整流器都可以看作按照boost電路的工作方式在運行。以電源電壓的正半波為例，如圖5所示，在一個載波周期內(nèi)，T3、D1、D4組成一條boost支路，T2、D1、D4組成另一條boost支路，整流器由這兩個boost支路并聯(lián)構(gòu)成。兩個支路工作情況完全相同，分別工作半個載波周期。只取其中一個支路(由T2和D4組成)在半個載波周期內(nèi)的工作情況計算即可。這樣，可以設(shè)在半個載波周期內(nèi)開關(guān)管T2的導(dǎo)通比為：

其中，Ton為T2導(dǎo)通時間，Tc為載波周期。根據(jù)電感上的伏秒平衡原理，可以得到下式：
 
解之得：
                    (1)
又從圖6可以得到，
，其中2h為三角載波的峰-峰值，從圖3中可以看到，電源電壓的正半波<0時，在為零的情況下，=，所以，可以得到，
                   (2)
所以，由(1)、(2)式可以解得：
              (3)
則由輸入網(wǎng)壓和輸出電壓Ud采樣值即可實時計算出需疊加的信號的值。
對于公式(3)，若令，則，為改進周期平均模型控制方式中的單相電源電壓的放大倍數(shù)。

實驗結(jié)果
為了對上述方法進行驗證，本文對改進前和改進后的固定頻率電流控制PWM整流器用Matlab進行了建模和仿真，仿真參數(shù)分別為：
輸入電壓： AC 22V；
輸出電壓：DC 80V；
負(fù)載電阻R：16.67W。
仿真結(jié)果如圖7、8所示。
圖7為方案改進前后指令電流與實際電流波形的比較，由圖可知，改進后的電流跟蹤效果要明顯好于原有的固定頻率電流追蹤控制方式。圖8為改進方案的輸入電壓、電流和輸出電壓波形。
最后，本文設(shè)計了以TI公司的TMS320F240為核心的數(shù)字控制系統(tǒng)，實驗部分參數(shù)如下。圖9為實驗波形。
輸入電壓：交流170V；
輸出電壓：直流300V；
輸出功率：360W；
工作頻率：2KHz。

結(jié)語
本文針對在PWM整流器控制中的固定頻率電流型控制方式的不足提出了改進方法，克服了該方法原理上的不足。仿真和實驗結(jié)果都證明，改進后的控制方案不僅具有原方案開關(guān)頻率固定、動態(tài)性能好的特點，而且還具有電流跟蹤誤差小的優(yōu)點?！?/P>

參考文獻
1 董曉鵬，王兆安. 基于改進周期平均模型的PWM整流器控制.電力電子技術(shù). 1999.4
2 Byoung-Kuk Lee, Mehrdad Ehsani. A Simplified Functional Simulation Model for Three-Phase Voltage-Source Inverter Using Switching Function Concept. IEEE Trans. on IE, 2001,48(2):309-321