數(shù)控振蕩器的FPGA設(shè)計(jì)

　　摘 要：數(shù)控振蕩器在數(shù)字信號(hào)處理中有著廣泛的應(yīng)用。本文研究并實(shí)現(xiàn)了基于CORDIC算法的流水線型數(shù)控振蕩器。仿真和驗(yàn)證結(jié)果表明，該方法較之查找表法精度高，且結(jié)構(gòu)簡單、耗費(fèi)資源少，非常易于FPGA實(shí)現(xiàn)。

　　引言

　　由于具有頻率精度高、轉(zhuǎn)換時(shí)間短、頻譜純度高以及頻率相位易編程等特點(diǎn)， 數(shù)控振蕩器(NCO)被廣泛應(yīng)用于軟件無線電數(shù)字上、下變頻以及各種頻率和相位數(shù)字調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)中。

　　NCO傳統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)方法主要有查表法、多項(xiàng)式展開法或近似法，但這些方法在速度、精度、資源方面難以兼顧。而采用CORDIC算法來實(shí)現(xiàn)超函數(shù)時(shí)，則無需使用乘法器，它只需要一個(gè)最小的查找表(LUT)，利用簡單的移位和相加運(yùn)算，即可產(chǎn)生高精度的正余弦波形，尤其適合于FPGA的實(shí)現(xiàn)。

　　數(shù)控振蕩器原理

　　NCO的目標(biāo)是產(chǎn)生頻率可變的正、余弦波樣本，(n=0，1，2...)。式中，fLO為本地振蕩頻率， fS為輸入信號(hào)的采樣頻率。

　　如圖1 所示，NCO主要包括3個(gè)模塊：

　　1. 相位累加器對(duì)輸入頻率控制字M不斷累加， 得到以該頻率字為步進(jìn)的數(shù)字相位。

　　2. 相位相加器將相位寄存器中的數(shù)字相位與相位控制字相加， 得到偏移后的當(dāng)前相位。

　　設(shè)系統(tǒng)的時(shí)鐘頻率為fc，頻率控制字為M，相位寄存器位數(shù)為N，則數(shù)控振蕩器輸出信號(hào)頻率為。根據(jù)Nyquist抽樣定理，fs最大值為1/2fc，而在實(shí)際設(shè)計(jì)中，一般不應(yīng)大于時(shí)鐘頻率的1/4。其頻率分辨率為，根據(jù)此式，在系統(tǒng)時(shí)鐘頻率不變的情況下， 相位寄存器位數(shù)N越大， 產(chǎn)生信號(hào)的頻率分辨率越高。

　　圖1 數(shù)字控制振蕩器結(jié)構(gòu)圖

　　3. 函數(shù)發(fā)生模塊，對(duì)當(dāng)前相位進(jìn)行對(duì)應(yīng)幅度轉(zhuǎn)換后， 可以輸出任意函數(shù)的波形。

　　函數(shù)發(fā)生模塊最直接的實(shí)現(xiàn)方法是只讀存儲(chǔ)器查找表(ROM LUT)法，將正、余弦波形的抽樣存放在ROM中，并通過一個(gè)DAC周期地進(jìn)行輸出，從而產(chǎn)生輸出波形。如輸出信號(hào)幅度位數(shù)為a，相位地址位數(shù)n所需查找表的大小為a×2n。結(jié)合上文結(jié)論可知，頻率分辨率越高，所需要的ROM越大，和n為指數(shù)增長關(guān)系。可見，ROM LUT法很難兼顧功耗、性能、成本三方面， 而CORDIC算法的應(yīng)用能夠很好地解決這一問題。

　　CORDIC算法原理

　　CORDIC(坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)數(shù)字計(jì)算機(jī))算法是Jack Volder于1959年提出的，主要用于計(jì)算三角函數(shù)，雙曲函數(shù)及其他的一些基本函數(shù)。J.Walther于1971年提出了統(tǒng)一的CORDIC形式。該算法的具體原理如下：如圖2所示，初始向量a(x0，y0) (注意y0=0)經(jīng)n次旋轉(zhuǎn)后得到向量b(xN，yN)qi。設(shè)第i次旋轉(zhuǎn)的角度為qi，根據(jù)J.Walther的推導(dǎo)得到迭代方程組：

　　(1)

　　且累積后最終結(jié)果為

　　(2)

　　通過選擇tan(qi)=±2-i可以得到，x和y的方程現(xiàn)在可以利用一個(gè)簡單的管狀移位器和一個(gè)算術(shù)邏輯單元(ALU)來實(shí)現(xiàn)。此外，只需要使用一個(gè)相對(duì)簡單的、事先計(jì)算好的反正切表，即可消除超函數(shù)的計(jì)算。

　　圖2 CORDIC 算法原理示意圖

　　同時(shí)還要判斷旋轉(zhuǎn)的方向，以滿足Z變量由初始值逐步趨于零，需要通過下式來引入和估計(jì)一個(gè)簡單的符號(hào)變量d：di=sgn(zi)。 (3)

　　經(jīng)過上面2步，得到如下迭代方程：

　　(4)

　　最后確定初始條件

　　(5)

　　則當(dāng)N→ 時(shí)，迭代后結(jié)果為：(xi，yi)→(cos(q)，sin(q))。

　　綜合以上推導(dǎo)可見，只要選取合適的N，計(jì)算出相應(yīng)的初始值(x0，y0)，以及相對(duì)應(yīng)的反正切值，就可以利用簡單的移位加法操作和流水線結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)上述的迭代方程式，計(jì)算出已知角度Z的正、余弦值，且這樣的電路結(jié)構(gòu)非常易于FPGA實(shí)現(xiàn)。

　　應(yīng)用MATLAB進(jìn)行功能仿真和參數(shù)設(shè)計(jì)

　　FPGA設(shè)計(jì)流程中，應(yīng)先利用MATLAB進(jìn)行功能仿真，按照系統(tǒng)要求，以先驗(yàn)的方式確定系統(tǒng)參數(shù)，測(cè)試系統(tǒng)性能是非常必要的，可以有效提高FPGA硬件設(shè)計(jì)的效率和電路質(zhì)量，避免不必要的重復(fù)勞動(dòng)。

　　本系統(tǒng)采用40M的晶振，要求輸出9.7M的正、余弦波，輸出幅值為18位二進(jìn)制數(shù)。在實(shí)際系統(tǒng)中，由于有限的相位字長和有限的量化電平，相位和量化誤差總是存在的，而且這些誤差會(huì)導(dǎo)致雜散噪聲出現(xiàn)在頻譜中期望的分量之間，這些靠近期望分量的雜散信號(hào)會(huì)降低數(shù)字合成器的無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)。本系統(tǒng)要求輸出波形SFDR大于90dB。

　　因此還需要確定兩個(gè)系統(tǒng)參數(shù)。第一個(gè)參數(shù)是CORDIC迭代次數(shù)N。顯然，迭代次數(shù)N 越大，精度越高，資源消耗也越多，所以要選取合適的N值。另一個(gè)參數(shù)是當(dāng)前相位Z的范圍。在實(shí)現(xiàn)過程中可以利用三角函數(shù)的一些對(duì)稱性質(zhì)對(duì)相位進(jìn)行象限轉(zhuǎn)換，將當(dāng)前相位統(tǒng)一到更小的范圍內(nèi)，例如1/2圓，1/4圓，甚至1/8圓，配合少量LUT，達(dá)到用較少迭代次數(shù)實(shí)現(xiàn)更高精度的目的，代價(jià)是電路的復(fù)雜度將會(huì)增加。

　　通過將CORDIC迭代過程、相位計(jì)算，以及相位截?cái)?、量化字長等的誤差等因素引入MATLAB仿真程序中，能夠準(zhǔn)確仿真出實(shí)際數(shù)字電路的輸出波形。采用不同的參數(shù)，多次仿真后，確定選取迭代次數(shù)N=16，相位Z的范圍為(-90，90)，是一個(gè)很好的平衡點(diǎn)。

　　仿真結(jié)果如圖3所示，信號(hào)的頻譜在9.7M達(dá)到峰值，說明生成的正弦波形其頻率為9.7M，且最大信號(hào)幅度的有效值與最大雜散分量有效值分貝差接近100dB，即SFDR>90dB?？梢姡摻Y(jié)果完全符合NCO的系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求，可以按照此設(shè)計(jì)參數(shù)進(jìn)入到下一步FPGA數(shù)字電路實(shí)現(xiàn)。

　　圖3 基于CORDIC算法的NCO輸出正旋信號(hào)頻譜圖

　　基于CORDIC的NCO的FPGA實(shí)現(xiàn)和驗(yàn)證

　　這一階段的設(shè)計(jì)過程采用Verilog HDL編程，用Xilinx公司的FPGA設(shè)計(jì)工具實(shí)現(xiàn)。具體電路設(shè)計(jì)可分為兩個(gè)部分。

　　第一部分為CORDIC迭代前模塊，最終目的是輸出當(dāng)前相位，主要功能是進(jìn)行相位累加、截?cái)?，以及按照上文的設(shè)計(jì)參數(shù)轉(zhuǎn)換相位至(-90，90)之間，并給出相應(yīng)的控制信號(hào)。圖4中左邊第一個(gè)模塊anglepro即完成了上述功能。系統(tǒng)采用了32位的累加器，M值可由公式計(jì)算得到。CLK接FPGA外部40M時(shí)鐘，每來一個(gè)上升沿，累加器以M為步進(jìn)進(jìn)行一次累加。在精度允許的條件下，對(duì)相位地址進(jìn)行截?cái)嘀?8位，將此18位2進(jìn)制數(shù)看成是數(shù)的補(bǔ)碼形式，其范圍為(0,(217-1))∪(-217,-1)，對(duì)應(yīng)到圓周上可以看成是(0,p)∪(-p,0)。下面只需進(jìn)行相位的轉(zhuǎn)換工作，對(duì)相位地址的高兩位進(jìn)行異或運(yùn)算，當(dāng)結(jié)果為0時(shí)，說明當(dāng)前相位已經(jīng)在設(shè)計(jì)區(qū)間(-90，90)之間;結(jié)果為1時(shí)則做簡單的象限轉(zhuǎn)換，將第二象限折入第一象限，第三象限折入第四象限，并輸出控制信號(hào)t對(duì)最終輸出的COS幅值取負(fù)。

　　圖4 Synplify Pro編譯綜合后RTL仿真圖（局部）

　　第二部分為整個(gè)CORDIC算法的迭代過程，根據(jù)仿真結(jié)果，系統(tǒng)采取了16級(jí)迭代，X迭代初始值可由公式(5)算出K=0.6073，量化為18位二進(jìn)制數(shù)后，得到幅值約為79600。同樣，迭代過程中所需要的反正切角度值，也根據(jù)角度比例對(duì)應(yīng)量化為18位二進(jìn)制相位參數(shù)。在本次設(shè)計(jì)中，并沒有將這些反正切角度量化值存入統(tǒng)一的LUT中，而是分別固化在每一級(jí)的迭代模塊中，簡化了數(shù)字電路結(jié)構(gòu)。

　　圖4中cord_2是迭代過程中的一個(gè)典型迭代模塊，其他15個(gè)迭代模塊的核心結(jié)構(gòu)與cord_2完全相同。如圖5所示，流水線結(jié)構(gòu)中，每一個(gè)模塊(級(jí))接受來自上一次迭代的Z角度值、X值、Y值，通過判斷Z的符號(hào)對(duì)X、Y、Z做移位加減操作，其迭代的核心部分只需要3個(gè)加減法器和2個(gè)移位器。在本次設(shè)計(jì)中，進(jìn)一步用更為簡單的符號(hào)位擴(kuò)展和對(duì)應(yīng)賦值取代了移位器，使得電路結(jié)構(gòu)更為簡單。

　　圖5 CORDIC流水線結(jié)構(gòu)圖

　　采用這樣的流水線結(jié)構(gòu)，級(jí)級(jí)直接相連， 省去了中間的多位寄存器， 每一級(jí)移位長度和反正切角度值的固化，也大大節(jié)省了FPGA實(shí)現(xiàn)時(shí)的寄存器數(shù)量。實(shí)際工作時(shí)，只需要17個(gè)時(shí)鐘周期的建立時(shí)間，就可以輸出第一個(gè)正、余弦值，進(jìn)而連續(xù)輸出波形的離散數(shù)值。

　　通過ModelSim仿真后，得到仿真波形如圖6所示。

　　圖6 modelsim 仿真波形圖

　　為了驗(yàn)證輸出波形是否正確，本文采用了將量化后幅值還原與理想值比較的方法。如，第一個(gè)幅值對(duì)應(yīng)的實(shí)際余弦值為131068/(2^17)≈0.99997。同時(shí)，算得理論相角步進(jìn)為87.3°，進(jìn)一步算出理想的正弦、余弦值。取其中幾組數(shù)據(jù)進(jìn)行比較，如表1、表2所示。

　　通過對(duì)比，可以發(fā)現(xiàn)電路仿真后輸出值與理想值很接近，得到了預(yù)期的正、余弦離散波形，驗(yàn)證了程序本身的正確性，也可以肯定，前文基于CORDIC的NCO功能仿真和參數(shù)設(shè)計(jì)已經(jīng)成功地在FPGA電路中實(shí)現(xiàn)。目前，該設(shè)計(jì)已成功應(yīng)用在Xilinx Spartan XC3S500芯片上。

　　結(jié)語

　　采用CORDIC算法設(shè)計(jì)數(shù)控振蕩器可以生成高精度數(shù)控振蕩器而無需大容量的查找表， 節(jié)省了大量的ROM資源，降低了功耗，僅采用移位寄存器和加法器結(jié)合流水線結(jié)構(gòu)就可實(shí)現(xiàn)迭代過程。在本次設(shè)計(jì)中，用符號(hào)位擴(kuò)展和對(duì)應(yīng)賦值取代了移位器，使得電路結(jié)構(gòu)更為簡單。CORDIC算法所能達(dá)到的精度與所選取的迭代次數(shù)和操作數(shù)位寬密切相關(guān)，通過縮小迭代的角度范圍，利用三角函數(shù)的對(duì)稱特性，配合少量LUT或邏輯電路，可以進(jìn)一步設(shè)計(jì)出更高精度的數(shù)控振蕩器。■