一種新型混合多電平逆變器的研究與設計

1981年，日本的Nabae等人提出了多電平變換器的思想，近年來成為了高壓大功率變頻領域的一個研究熱點。多電平逆變器輸出電壓階梯多，從而可以使輸出的電壓波形具有較小的諧波和較低的du／dt。隨著輸出電平數(shù)的增加，輸出電壓的諧波將減少。另外，多電平逆變技術在減小系統(tǒng)的開關損耗與導通損耗，降低管子的耐壓與系統(tǒng)的EMI方面性能都非常優(yōu)良。

傳統(tǒng)的多電平逆變器可分為二極管箝位型、電容箝位型以及級聯(lián)型等三種結構拓撲，二極管箝位型逆變器因為在隨著電平數(shù)的增多，其開關器件和箝位二極管會大量的增加，因此通常只適合于五電平以下的多電平拓撲。而電容箝位型逆變器存在有電容的充放電電壓平衡的問題，而且在電平數(shù)增加時，會需要較多的箝位電容，因此也存在一定的弱點。 對級聯(lián)型多電平逆變器來說，當需要得到多個電平時，會需要較多的直流電源，整流側會需要一組變壓器，造成體積龐大，另外也不易實現(xiàn)四象限運行。

針對傳統(tǒng)多電平拓撲結構的上述不足，本文提出了一種新的不對稱混合多電平逆變器結構，通過控制輸入端的電源數(shù)目，可以得到不同的電平數(shù)，最多可以得到六個輸出電平，在減少器件與直流電壓源的同時，增加了電平數(shù)的輸出。

1逆變器的運行原理分析

逆變器的結構原理圖如圖1所示，從該圖可以看到，電源側一共由三個直流電源組成，橋臂左側由兩電平半橋單元組成，橋臂右側由一個三電平半橋單元組成，分別箝位在中間電源V2上與直流總線電源上。三電平半橋即是普通的二極管箝位三電平半橋。中性點N通過導線連到箝位二極管的中點處。V1，V2，V3分別代表三個直流電源，其中V2通過兩個電容C2，C3分壓，V1，V2，V3的不同的比值將在負載端AO出現(xiàn)不同的電平。當V1：V2：V3=3：2：3時，可以得到最多六個電平的輸出，此時，我們可以看到兩個單元的直流電壓都按照最大擴展原則來確定的，得到了最大電平數(shù)2×3=6的輸出。

當電壓比Vl：V2：V3=3：2：3時，負載AO上得到的六電平輸出電壓狀態(tài)與各器件導通狀態(tài)的關系如表1所示。設單位電壓為V。時，得到的輸出電壓為+Vd，一Vd，+3Vd，一3Vd，+5Vd，一5Vd。

當電壓比V1：V2：V3=l：2：1時，可以得到四電平的輸出，輸出電平為+Vd，一Vd，+2Vd，一2Vd。

從狀態(tài)圖我們可以看到，負載電壓與器件狀態(tài)的關系。管子VT2與VT3的導通時間明顯要長于其他器件，而VT5與VT6的開關次數(shù)要多，但耐壓要低。在一個多電平系統(tǒng)中，根據(jù)器件的特性，應合理選擇器件，左側兩電平單元可以選用耐壓相對低一些的，而右側三電平單元則需要耐壓高導通損耗低的器件。

本文對所提出的新型混合六電平逆變器與傳統(tǒng)五電平逆變器在主電路結構上進行了比較，見表2。

從表2中我們可以看出新型混合六電平逆變器要明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的六電平逆變器，可以明顯的節(jié)省器件、降低系統(tǒng)的損耗。作為六電平逆變器還可以極大的降低輸出電壓的諧波含量，改善輸出電壓波形質(zhì)量。與五電平逆變器不同的是，六電平逆變器輸出電壓沒有零電平。

2 逆變器的調(diào)制原理

一種拓撲結構，必須采用合適的調(diào)制方法，才能得到期望的輸出。不同主電路結構的逆變器，都對應有一定的調(diào)制方式。在本文所提出的新型混合六電平逆變器中，采用特定諧波消除法(SHEPWM)作為該拓撲結構的調(diào)制方式。能夠極大地降低系統(tǒng)的開關頻率，從而減低損耗。該方法的基本思想是通過傅立葉級數(shù)分析，得出在特定開關角下的傅立葉級數(shù)展開式，然后令某些特定的低次諧波為零，從而得到一個反映Ⅳ個開關角的N個非線性獨立方程，按求解的開關角進行控制，則必定不含這些次數(shù)的諧波。通常，這種方法著眼于消除低次諧波，因為高次諧波幅值較小，同時諧波頻率增高，濾波相對容易一些，即特定諧波消去法的控制目標是讓基波幅值最大，并消除低頻次非3倍頻次諧波。

由于圖2所示的波形明顯滿足狄利克雷充分條件，又屬于1／4周期對稱的波形，所以其傅立葉級數(shù)不存在余弦項和所有偶次諧波，于是可得：

式(1)中，Uab(ωt)即是期望輸出的粗電壓波形。然后將此式展開，表示成如下形式：

稱其為調(diào)制比，其值的大小決定直流電壓利用率的大小。根據(jù)式(3)，當只有兩個開關角時，可以列出以下非線性方程：

根據(jù)式(4)，并利用牛頓迭代法，即可解出α1和α2的值，從而實現(xiàn)電路的SHEPWM控制。同時利用MATLAB 7．0中的相關數(shù)學工具，解出了不同調(diào)制比下的部分α1和α2的值。其μ一α曲線如圖3所示。

3 系統(tǒng)設計

本文對該逆變器系統(tǒng)進行了硬件的選型和基于TI DSP TMS320LF2407控制芯片的軟件設計。

3．1 主電路及驅動電路硬件設計

在多電平逆變器系統(tǒng)中，主電路部分是整個逆變器進行功率變換的核心，由于其相對控制電路具有高壓、大電流的特性，所以必須與控制電路部分進行有效的隔離，才能保證系統(tǒng)正常工作。

1)開關管的選取

在本文所提出的多電平逆變器系統(tǒng)中，主電路功率管采用IRF630型N溝道PMOSFET。其主要參數(shù)如下：

器件耐壓為200V

通態(tài)電流額定值為9A

通態(tài)壓降電阻小于400mΩ

在本文提到的多電平逆變器系統(tǒng)中，均采用相同型號的MOS管，然而從表1可以發(fā)現(xiàn)，系統(tǒng)中各個功率管在一個周期內(nèi)的導通時間是不一樣的。在實際大功率的多電平系統(tǒng)中，應根據(jù)功率管的開關損耗、耐壓情況選擇合適的功率開關管。例如可以在兩電平單元側使用IGBT，而在三電平側使用GTR。

2)緩沖、驅動電路設計

MOSFET的驅動電路是主電路與控制電路的接口，將實現(xiàn)主電路與控制電路的隔離。其設計將直接影響到能否對開關管進行有效的控制。不同的功率開關管對驅動電路具有不同的要求，因此驅動電路的設計要具有針對性。

本文選用的的多電平逆變器功率管開關管MOSFET對驅動電路的主要要求如下：

①驅動電路的延遲時間td要小。

②驅動電路的峰值電流Imax要大。

③柵極電壓變化率du／dt要大。