差頻式高頻鏈雙向同步解調(diào)控制電路的分析與研究

摘要：論述差頻式高頻鏈雙向同步解調(diào)控制電路的工作原理，分析純電阻負(fù)載和感性負(fù)載下雙向同步解調(diào)電路的控制方式，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該控制方式結(jié)構(gòu)簡單、性能可靠、成本低。

關(guān)鍵詞：差頻式 高頻鏈 雙向同步解調(diào)

1 引言

在中小功率逆變電源的應(yīng)用領(lǐng)域，特別是在各類專用變頻電源、UPS中，人們對其電氣性能、工作效率等指標(biāo)提出了愈來愈高的要求，以適應(yīng)特定場合的需要，但由于裝置中很可能有低頻隔離變壓器，使得逆變電源的功率密度指標(biāo)的提高受到了極大的限制。為了克服低頻變壓器的影響，近幾年來人們開發(fā)設(shè)計(jì)出各種高頻逆變電源，突破了低頻變壓器的重量體積指標(biāo)的重大障礙，但現(xiàn)有的高頻鏈逆變器大多屬于單向電壓源高頻鏈[2]，采用單向傳輸方式。雙向電壓源高頻鏈逆變器雖然解決了雙向傳輸功率的問題[1][3][5][6]，但由于常采用單片微機(jī)控制，存在控制電路復(fù)雜等問題。

本文從模擬控制的角度出發(fā)，提出了雙向電壓源逆變器的雙向同步解調(diào)控制電路。

2 差頻式高頻鏈逆變電路的工作原理

圖1是一種基于差頻原理的隔離推挽式高頻鏈逆變電路，這種電路工作的基本原理是利用兩組高頻推挽逆變器得到頻率為（fs＋f0）和（fs－f0）的兩組高頻逆變器的開關(guān)頻率（fs為載波頻率，f0為輸出基波頻率），經(jīng)過高頻變壓器隔離，在高頻變壓器的次級形成高頻正弦電壓，然后根據(jù)差頻原理得到具有雙向電壓源特性的差頻電壓波形，如圖2所示，此差頻電壓波形經(jīng)雙向同步解調(diào)后得到的波形如圖3所示。

3 雙向同步解調(diào)電路的工作原理

雙向同步解調(diào)電路如圖4所示，其中S1、S2和S3、S4組成雙向電壓、電流開關(guān)，L、C及高頻變壓器繞組N1、N2組成雙向全波解調(diào)電路。

實(shí)現(xiàn)解調(diào)的原理可用下式推導(dǎo)出來：

已知已調(diào)制后的信號，即差頻電壓的數(shù)學(xué)表達(dá)式為：

us=Umsin[2π(fs＋f0)t]－Umsin[2π(fs－f0)t]

=2Umcos2πfst·sin2πf0t （1）

式中：Um——高頻正弦化電壓幅值；

fs＋f0，fs－f0——兩個(gè)推挽電路的工作頻率；

fs——載波頻率；

f0——調(diào)制頻率。

根據(jù)乘積檢波器的工作原理將已調(diào)制信號乘以載波信號得：

u=ua(t)uS(t)=U2mcosω0t(1＋cos2ωst) （2）

再通過低通濾波器便可還原調(diào)制信號。

利用二極管的非線性特性及二極管的平衡電路可形成乘法器與加法器電路，如圖5所示。

設(shè)二極管的靜態(tài)特性曲線為非線性，可用冪級數(shù)展開為：

id=Io＋b1us＋b2us2＋…… （3）

式中:Io——二極管偏置工作點(diǎn)電流；

us——輸入調(diào)制后的差頻電壓；

b1、b2——展開系數(shù)（常數(shù)）。

設(shè)流過二極管的非線性電流為：

i1=a0＋a1(u2＋u1)＋a2(u2＋u1)2＋……

i2=a0＋a1(u1－u2)＋a2(u1－u2)2＋……

i1－i2=2a0u2＋4a1u2u1＋…… （4）

式中：u1——載波電壓；

u2——調(diào)制后電壓。

在功率電路中認(rèn)為二極管是開關(guān)器件，則

i∝(i1－i2)=2a1u2 （5）

由式（5）可知，將圖5中u1信號變?yōu)椴铑l調(diào)制信號，則輸出即可得到調(diào)制信號：

uO(t)∝2a1u2Z0

圖5中的輸出信號僅為半波電壓，通過可控開關(guān)功率器件組合，即可得到圖4的輸出全波電壓，波形如圖3所示。

由于Z0的性質(zhì)不同，雙向全波解調(diào)控制模式有所不同。

4 雙向同步解調(diào)電路的控制模式

由于現(xiàn)有的功率開關(guān)器件反向耐壓的限制，雙向同步解調(diào)電路一般采用兩個(gè)全控開關(guān)管反串的方式構(gòu)成，根據(jù)負(fù)載的性質(zhì)不同，采用不同的控制方式來實(shí)現(xiàn)電流的雙向流動，從而實(shí)現(xiàn)解調(diào)。

4.1 純電阻負(fù)載的解調(diào)控制

當(dāng)負(fù)載為純電阻負(fù)載時(shí)，輸出電流與輸出電壓相位差φ=0，即輸出電流與輸出電壓同相。如圖6所示，當(dāng)差頻輸出電壓為零時(shí)，濾波電感中的電流也為零，此時(shí)通過控制驅(qū)動信號使雙向同步解調(diào)開關(guān)換向?qū)ǎ溟_關(guān)管的電流，理論上也為零，即開關(guān)管全部為零電壓、零電流導(dǎo)通，且控制最為簡單，僅有正向解調(diào)和反向解調(diào)兩個(gè)階段。

（1）正向解調(diào)階段

在區(qū)間I，t0時(shí)刻，當(dāng)差頻輸出電壓為零時(shí)，控制正向解調(diào)開關(guān)管S1和S3導(dǎo)通，反向解調(diào)開關(guān)管S2和S4關(guān)斷。此時(shí)，濾波電感中的電流為零，雙向同步解調(diào)電路工作于正向解調(diào)階段，S1和S3工作在軟開關(guān)模式。

（2）反向解調(diào)階段

在區(qū)間II，t1時(shí)刻，當(dāng)差頻輸出電壓為零時(shí)，輸出電感中的電流同樣為零，控制反向解調(diào)開關(guān)管S2和S4導(dǎo)通，正向解調(diào)開關(guān)管S1和S3關(guān)斷。此時(shí)，雙向同步解調(diào)電路工作于反向解調(diào)階段，S2和S4工作在軟開關(guān)模式。

其輸出電壓和輸出電流及各開關(guān)管的驅(qū)動波形如圖6所示。

4.2 感性負(fù)載的解調(diào)控制

當(dāng)負(fù)載為感性時(shí)，因電感電流相位滯后，其輸出電壓與輸出電流相位差φ>0，即當(dāng)輸出電壓為零時(shí)，其輸出電流不為零，此時(shí)電感中的電流沒有換向，若此時(shí)開通雙向同步解調(diào)開關(guān)管，則開關(guān)管將承受較大的正向或反向峰值電流，因此當(dāng)負(fù)載電流由零變正之前，正向解調(diào)開關(guān)管必須導(dǎo)通，反向解調(diào)開關(guān)管應(yīng)該關(guān)斷，電感中的電流將能量回饋給電源；當(dāng)負(fù)載電流由零變負(fù)之前，反向解調(diào)開關(guān)管必須導(dǎo)通，正向解調(diào)開關(guān)管應(yīng)該關(guān)斷，電感中的電流將能量回饋給電源。其雙向同步解調(diào)過程可分為四個(gè)階段，見圖7。

（1）正向解調(diào)階段

在區(qū)間I，t0時(shí)刻，當(dāng)差頻輸出電流為零時(shí)，控制正向解調(diào)開關(guān)管S1和S3導(dǎo)通，反向解調(diào)開關(guān)管S2和S4關(guān)斷，正向解調(diào)開關(guān)管S1和S3始終加觸發(fā)信號，開關(guān)管按不控解調(diào)方式工作，S1和S3工作在軟開關(guān)模式。

（2）正向能量回饋階段

在區(qū)間II，t1時(shí)刻，當(dāng)差頻輸出電壓為零時(shí)，因?yàn)檩敵鲭娏鱥out>0，控制正向解調(diào)開關(guān)管S1和S3高頻通斷，反向解調(diào)開關(guān)管S2和S4關(guān)斷，UA0時(shí)(見圖1)，S1導(dǎo)通，UB0時(shí)，S3導(dǎo)通，S1和S3交替導(dǎo)通。

（3）反向解調(diào)階段

在區(qū)間III，t2時(shí)刻，當(dāng)差頻輸出電流為零時(shí)，控制反向解調(diào)開關(guān)管S2和S4導(dǎo)通，正向解調(diào)開關(guān)管S1和S3關(guān)斷，反向解調(diào)開關(guān)管S2和S4始終加觸發(fā)信號，開關(guān)管按不控解調(diào)方式工作，S2和S4工作在軟開關(guān)模式。

（4）反向能量回饋階段

在區(qū)間IV，t3時(shí)刻，當(dāng)差頻輸出電壓為零時(shí)，因?yàn)檩敵鲭娏鱥out0，控制反向解調(diào)開關(guān)管S2和S4高頻通斷，正向解調(diào)開關(guān)管S1和S3關(guān)斷，UA>0時(shí)，S2導(dǎo)通，UB>0時(shí)，S4導(dǎo)通，S2和S4交替導(dǎo)通。

由此可見，在區(qū)間I和IV可獲得正半波的輸出電壓，在區(qū)間II和III可獲得負(fù)半波的輸出電壓。

其雙向同步解調(diào)輸出電壓、輸出電流、濾波后輸出電壓波形及各開關(guān)管的驅(qū)動波形如圖7所示。

4.3 容性負(fù)載的解調(diào)控制

當(dāng)負(fù)載為容性時(shí)，因電容電壓相角滯后，其輸出電壓與輸出電流相位差φ0，即當(dāng)輸出電流為零時(shí)，其輸出電壓不為零，若此時(shí)開通雙向同步解調(diào)開關(guān)管，則開關(guān)管將承受較大的正向或反向峰值電流，因此當(dāng)負(fù)載電流由零變正后，反向解調(diào)開關(guān)管必須關(guān)斷，正向解調(diào)開關(guān)管應(yīng)該高頻導(dǎo)通，電感中的電流將能量回饋給電源；當(dāng)負(fù)載電流由零變負(fù)后，反向解調(diào)開關(guān)管必須導(dǎo)通，正向解調(diào)開關(guān)管應(yīng)該關(guān)斷，電感中的電流將能量回饋給電源。容性負(fù)載時(shí)開關(guān)管的驅(qū)動波形與感性負(fù)載驅(qū)動波形大致相同，只是控制的相位不同。

5 雙向同步解調(diào)控制電路的實(shí)現(xiàn)方式

根據(jù)以上的分析，設(shè)計(jì)了純電阻負(fù)載和感性負(fù)載下的雙向同步解調(diào)電路的控制電路，其控制電路和基本結(jié)構(gòu)如圖8所示。

實(shí)驗(yàn)中雙向同步解調(diào)電路的驅(qū)動信號是從輸出電壓和輸出電流中取樣后，經(jīng)過過零比較器和相位比較器分別取出圖7a、b、c、d中II、IV區(qū)間的脈沖波形后與兩個(gè)3525輸出的高頻脈沖方波經(jīng)過與門電路形成高頻脈沖波（見圖7a、b、c、d中II、IV區(qū)間的高頻脈沖）與555產(chǎn)生的400Hz的方波信號經(jīng)過或門電路形成圖7中的驅(qū)動波形。根據(jù)主電路A、B兩點(diǎn)的電壓關(guān)系，用一個(gè)模擬開關(guān)來驅(qū)動雙向同步解調(diào)開關(guān)管S1、S2、S3、S4。

需要說明的是：當(dāng)uO=0,iO≠0時(shí)，在3525的PWM工作期間，開關(guān)管S1、S2、S3、S4均同時(shí)導(dǎo)通，但由于電感電流未換向，S2、S4或S1、S3不能真正導(dǎo)通。

6 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖9～圖12是我們研制的某航空電源的實(shí)驗(yàn)波形，實(shí)驗(yàn)中兩個(gè)推挽逆變器的工作頻率分別為20kHz和19.2kHz，輸入電壓為27V，輸出電壓為400Hz、115V的正弦電壓。雙向同步解調(diào)電路使用普通的MOS管，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析基本一致。