飛兆案例：為節(jié)能式電源選擇正確的拓?fù)?/h1>
引言/摘要
世界各地有關(guān)降低電子系統(tǒng)能耗的各種倡議，正促使單相交流輸入電源設(shè)計人員采用更先進(jìn)的電源技術(shù)。為了獲得更高的功率級，這些倡議要求效率達(dá)到87% 及以上。由于標(biāo)準(zhǔn)反激式 (flyback) 和雙開關(guān)正激式等傳統(tǒng)電源拓?fù)涠疾恢С诌@些高效率級，所以正逐漸被軟開關(guān)諧振和準(zhǔn)諧振拓?fù)渌〈?BR>
工作原理
圖1所示為采用三種不同拓?fù)?(準(zhǔn)諧振反激式拓?fù)洹LC諧振拓?fù)浜褪褂密涢_關(guān)技術(shù)的非對稱半橋拓?fù)? 的開關(guān)的電壓和電流波形。
圖1：準(zhǔn)諧振、LLC和非對稱半橋拓?fù)涞谋容^
輸出二極管電流降至零
當(dāng)初級端耦合回次級端時的斜坡變化
體二極管導(dǎo)通，直到MOSFET導(dǎo)通
這三種拓?fù)洳捎昧瞬煌募夹g(shù)來降低MOSFET的開通損耗，導(dǎo)通損耗的計算公式如下：
在這一公式中，ID 為剛導(dǎo)通后的漏電流， VDS 為開關(guān)上的電壓， COSSeff 為等效輸出電容值(包括雜散電容效應(yīng))，tON 為導(dǎo)通時間，fSW 為開關(guān)頻率。.
如圖1所示，準(zhǔn)諧振拓?fù)渲械?MOSFET 在剛導(dǎo)通時漏極電流為零，因為這種轉(zhuǎn)換器工作在不連續(xù)傳導(dǎo)模式下，故開關(guān)損耗由導(dǎo)通時的電壓和開關(guān)頻率決定。準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器在漏電壓最小時導(dǎo)通，從而降低開關(guān)損耗。這意味著開關(guān)頻率不恒定：在負(fù)載較輕時，第一個最小漏電壓來得比較早。以往的設(shè)計總是在第一個最小值時導(dǎo)通，輕負(fù)載下的效率隨開關(guān)頻率的增加而降低，抵消了導(dǎo)通電壓較低的優(yōu)點。在飛兆半導(dǎo)體的e-Series? 準(zhǔn)諧振電源開關(guān)中，控制器只需等待最短時間 (從而設(shè)置頻率上限)，然后在下一個最小值時導(dǎo)通 MOSFET。
其它拓?fù)涠疾捎昧汶妷洪_關(guān)技術(shù)。在這種情況下，上面公式里的電壓VDS將從一般約400V的總線電壓降至1V左右，這有效地消除了導(dǎo)通開關(guān)損耗。通過讓電流反向經(jīng)體二極管流過MOSFET，再導(dǎo)通MOSFET，可實現(xiàn)零電壓開關(guān)。二極管的壓降一般約為1V。
諧振轉(zhuǎn)換器通過產(chǎn)生滯后于電壓波形相位的正弦電流波形來實現(xiàn)零電壓開關(guān)，而這需要在諧振網(wǎng)絡(luò)上加載方波電壓，該電壓的基頻分量促使正弦電流流動 (更高階分量一般可忽略)。通過諧振，電流滯后于電壓，從而實現(xiàn)零電壓開關(guān)。諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出通過整流提供DC輸出電壓，最常見的諧振網(wǎng)絡(luò)由一個帶特殊磁化電感的變壓器、一個額外的電感和一個電容構(gòu)成，故名曰LLC。
非對稱半橋轉(zhuǎn)換器則是通過軟開關(guān)技術(shù)來實現(xiàn)零電壓開關(guān)。這里，橋產(chǎn)生的電壓為矩形波，占空比遠(yuǎn)低于50%。在把這個電壓加載到變壓器上之前，需要一個耦合電容來消除其中的DC分量，而該電容還作為額外的能量存儲單元。當(dāng)兩個MOSFET都被關(guān)斷時，變壓器的漏電感中的能量促使半橋的電壓極性反轉(zhuǎn)。這種電壓擺幅最終被突然出現(xiàn)初級電流的相關(guān)MOSFET體二極管鉗制。
選擇標(biāo)準(zhǔn)
這些能源優(yōu)化方面的成果帶來了出色的效率。對于75W/24V的電源，準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計可以獲得超過88%的 效率。利用同步整流 (加上額外的模擬控制器和一個PFC前端)，更有可能在90W/19V電源下把效率提高到90% 以上。在該功率級，雖然LLC諧振和非對稱半橋轉(zhuǎn)換器可獲得更高的效率，但由于這兩種方案的實現(xiàn)成本較高，所以這個功率范圍普遍采用準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器。對于從1W輔助電源到30W機(jī)頂盒電源乃至50W的工業(yè)電源的應(yīng)用范圍，e-Series集成式電源開關(guān)系列都十分有效。在此功率級之上，建議使用帶外部MOSFET的FAN6300準(zhǔn)諧振控制器，它可以提供處理超高系統(tǒng)輸入電壓的額外靈活性，此外，由于外部MOSFET的選擇范圍廣泛而有助于優(yōu)化性價比。
準(zhǔn)諧振反激式拓?fù)涫褂靡粋€低端MOSFET；而另外兩種拓?fù)湓谝粋€半橋結(jié)構(gòu)中需要兩個MOSFET。因此，在功率級較低時，準(zhǔn)諧振反激式是最具成本優(yōu)勢的拓?fù)?。在功率級較高時，變壓器的尺寸增加，效率和功率密度下降，這時往往考慮采用兩種零電壓開關(guān)拓?fù)洹?BR>
系統(tǒng)設(shè)計會受到四個因素所影響：分別是輸入電壓范圍、輸出電壓、是否易于實現(xiàn)同步整流，以及漏電感的實現(xiàn)。
圖2比較了兩種拓?fù)涞脑鲆媲€。為便于說明，我們假設(shè)需要支持的輸入電壓為110V 和 220V。對于非對稱半橋拓?fù)?，這不是問題。在我們設(shè)定的工作條件下，220V 和110V 時其增益分別為0.2和0.4 。在220V時，效率較低，因為磁化DC電流隨占空比減小而增大。對于LLC諧振轉(zhuǎn)換器來說，最大增益為1.2，要注意的是滿負(fù)載曲線非常接近諧振。0.6的增益將導(dǎo)致頻率極高，系統(tǒng)性能很差?？傃灾?，LLC 轉(zhuǎn)換器不適合于較寬的工作范圍。通過對漏電感進(jìn)行外部調(diào)節(jié)，LLC 轉(zhuǎn)換器可以用于歐洲的輸入范圍，但代價是磁化電流較大；若采用了PFC前端，它的工作最佳。而非對稱半橋結(jié)構(gòu)在輸入端帶有PFC級，因此電路可工作在很寬的輸入電壓范圍上。
圖2：非對稱半橋和LLC轉(zhuǎn)換器的增益曲線
對于24V以上的輸出電壓，我們建議采用LLC諧振轉(zhuǎn)換器。高的輸出二極管電壓會致使非對稱半橋轉(zhuǎn)換器效率降低，因為額定電壓較高的二極管，其正向壓降也較高。在24V以下，非對稱半橋轉(zhuǎn)換器則是很好的選擇。因為這時LLC轉(zhuǎn)換器的輸出電容紋波電流要大得多，其隨輸出電壓降低而變大，從而增加解決方案的成本和尺寸。
上述兩種拓?fù)涠伎梢圆捎猛秸?。對非對稱半橋拓?fù)?，這實現(xiàn)起來非常簡單 (參見飛兆半導(dǎo)體應(yīng)用說明AN-4153)。對LLC控制器，需要一個特殊的模擬電路來檢測流入MOSFET的電流，如果開關(guān)頻率被限制為第二個諧振頻率 (圖2中的100kHz)，該技術(shù)是比較簡單的。
最后，兩種設(shè)計都依賴變壓器的漏電感：在LLC轉(zhuǎn)換器中用來控制增益曲線 (圖2)；而在非對稱半橋轉(zhuǎn)換器則用以確保輕載下的軟開關(guān)。對于大多數(shù)應(yīng)用，我們都建議采用兩個單獨(dú)的電感來達(dá)到此目的。漏電感是變壓器中不容易控制的一個參數(shù)。此外，要實現(xiàn)一個不同尋常的漏電感，需要一個非標(biāo)準(zhǔn)的線圈管，這增加了成本。對于非對稱半橋結(jié)構(gòu)，如果采用標(biāo)準(zhǔn)變壓器，諧振開關(guān)速度至少是開關(guān)頻率的10倍，從而產(chǎn)生更大的損耗?？傊?，對LLC轉(zhuǎn)換器而言，建議再采用一個普通鐵氧體電感；而對非對稱半橋轉(zhuǎn)換器，建議只使用一個高頻鐵氧體電感。
圖3顯示了非對稱半橋轉(zhuǎn)換器的電路示意圖。該圖非常類似于LLC諧振轉(zhuǎn)換器，只有一點不同：LLC諧振轉(zhuǎn)換器不需要輸出電感，以及非對稱半橋控制器需要設(shè)置頻率而非PWM控制。
圖3：基于FSFA2100的非對稱半橋轉(zhuǎn)換器
192W/24V 非對稱半橋轉(zhuǎn)換器的效率在 93% 左右。AN-4153 360W/12V 倍流版在額定負(fù)載為20%-100% 時也有超過93%的滿負(fù)載效率。
在包含 PFC 前端的 200W/48V 電源條件下，LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的效率在 93% 左右。通過同步整流，在該功率級下可以把效率提升至95%-96%。
英飛凌汽車電子生態(tài)圈
引言/摘要
世界各地有關(guān)降低電子系統(tǒng)能耗的各種倡議，正促使單相交流輸入電源設(shè)計人員采用更先進(jìn)的電源技術(shù)。為了獲得更高的功率級，這些倡議要求效率達(dá)到87% 及以上。由于標(biāo)準(zhǔn)反激式 (flyback) 和雙開關(guān)正激式等傳統(tǒng)電源拓?fù)涠疾恢С诌@些高效率級，所以正逐漸被軟開關(guān)諧振和準(zhǔn)諧振拓?fù)渌〈?BR>
工作原理
圖1所示為采用三種不同拓?fù)?(準(zhǔn)諧振反激式拓?fù)洹LC諧振拓?fù)浜褪褂密涢_關(guān)技術(shù)的非對稱半橋拓?fù)? 的開關(guān)的電壓和電流波形。
圖1：準(zhǔn)諧振、LLC和非對稱半橋拓?fù)涞谋容^
輸出二極管電流降至零
當(dāng)初級端耦合回次級端時的斜坡變化
體二極管導(dǎo)通，直到MOSFET導(dǎo)通
這三種拓?fù)洳捎昧瞬煌募夹g(shù)來降低MOSFET的開通損耗，導(dǎo)通損耗的計算公式如下：
在這一公式中，ID 為剛導(dǎo)通后的漏電流， VDS 為開關(guān)上的電壓， COSSeff 為等效輸出電容值(包括雜散電容效應(yīng))，tON 為導(dǎo)通時間，fSW 為開關(guān)頻率。.
如圖1所示，準(zhǔn)諧振拓?fù)渲械?MOSFET 在剛導(dǎo)通時漏極電流為零，因為這種轉(zhuǎn)換器工作在不連續(xù)傳導(dǎo)模式下，故開關(guān)損耗由導(dǎo)通時的電壓和開關(guān)頻率決定。準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器在漏電壓最小時導(dǎo)通，從而降低開關(guān)損耗。這意味著開關(guān)頻率不恒定：在負(fù)載較輕時，第一個最小漏電壓來得比較早。以往的設(shè)計總是在第一個最小值時導(dǎo)通，輕負(fù)載下的效率隨開關(guān)頻率的增加而降低，抵消了導(dǎo)通電壓較低的優(yōu)點。在飛兆半導(dǎo)體的e-Series? 準(zhǔn)諧振電源開關(guān)中，控制器只需等待最短時間 (從而設(shè)置頻率上限)，然后在下一個最小值時導(dǎo)通 MOSFET。
其它拓?fù)涠疾捎昧汶妷洪_關(guān)技術(shù)。在這種情況下，上面公式里的電壓VDS將從一般約400V的總線電壓降至1V左右，這有效地消除了導(dǎo)通開關(guān)損耗。通過讓電流反向經(jīng)體二極管流過MOSFET，再導(dǎo)通MOSFET，可實現(xiàn)零電壓開關(guān)。二極管的壓降一般約為1V。
諧振轉(zhuǎn)換器通過產(chǎn)生滯后于電壓波形相位的正弦電流波形來實現(xiàn)零電壓開關(guān)，而這需要在諧振網(wǎng)絡(luò)上加載方波電壓，該電壓的基頻分量促使正弦電流流動 (更高階分量一般可忽略)。通過諧振，電流滯后于電壓，從而實現(xiàn)零電壓開關(guān)。諧振網(wǎng)絡(luò)的輸出通過整流提供DC輸出電壓，最常見的諧振網(wǎng)絡(luò)由一個帶特殊磁化電感的變壓器、一個額外的電感和一個電容構(gòu)成，故名曰LLC。
非對稱半橋轉(zhuǎn)換器則是通過軟開關(guān)技術(shù)來實現(xiàn)零電壓開關(guān)。這里，橋產(chǎn)生的電壓為矩形波，占空比遠(yuǎn)低于50%。在把這個電壓加載到變壓器上之前，需要一個耦合電容來消除其中的DC分量，而該電容還作為額外的能量存儲單元。當(dāng)兩個MOSFET都被關(guān)斷時，變壓器的漏電感中的能量促使半橋的電壓極性反轉(zhuǎn)。這種電壓擺幅最終被突然出現(xiàn)初級電流的相關(guān)MOSFET體二極管鉗制。
選擇標(biāo)準(zhǔn)
這些能源優(yōu)化方面的成果帶來了出色的效率。對于75W/24V的電源，準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器設(shè)計可以獲得超過88%的 效率。利用同步整流 (加上額外的模擬控制器和一個PFC前端)，更有可能在90W/19V電源下把效率提高到90% 以上。在該功率級，雖然LLC諧振和非對稱半橋轉(zhuǎn)換器可獲得更高的效率，但由于這兩種方案的實現(xiàn)成本較高，所以這個功率范圍普遍采用準(zhǔn)諧振轉(zhuǎn)換器。對于從1W輔助電源到30W機(jī)頂盒電源乃至50W的工業(yè)電源的應(yīng)用范圍，e-Series集成式電源開關(guān)系列都十分有效。在此功率級之上，建議使用帶外部MOSFET的FAN6300準(zhǔn)諧振控制器，它可以提供處理超高系統(tǒng)輸入電壓的額外靈活性，此外，由于外部MOSFET的選擇范圍廣泛而有助于優(yōu)化性價比。
準(zhǔn)諧振反激式拓?fù)涫褂靡粋€低端MOSFET；而另外兩種拓?fù)湓谝粋€半橋結(jié)構(gòu)中需要兩個MOSFET。因此，在功率級較低時，準(zhǔn)諧振反激式是最具成本優(yōu)勢的拓?fù)?。在功率級較高時，變壓器的尺寸增加，效率和功率密度下降，這時往往考慮采用兩種零電壓開關(guān)拓?fù)洹?BR>
系統(tǒng)設(shè)計會受到四個因素所影響：分別是輸入電壓范圍、輸出電壓、是否易于實現(xiàn)同步整流，以及漏電感的實現(xiàn)。
圖2比較了兩種拓?fù)涞脑鲆媲€。為便于說明，我們假設(shè)需要支持的輸入電壓為110V 和 220V。對于非對稱半橋拓?fù)?，這不是問題。在我們設(shè)定的工作條件下，220V 和110V 時其增益分別為0.2和0.4 。在220V時，效率較低，因為磁化DC電流隨占空比減小而增大。對于LLC諧振轉(zhuǎn)換器來說，最大增益為1.2，要注意的是滿負(fù)載曲線非常接近諧振。0.6的增益將導(dǎo)致頻率極高，系統(tǒng)性能很差?？傃灾?，LLC 轉(zhuǎn)換器不適合于較寬的工作范圍。通過對漏電感進(jìn)行外部調(diào)節(jié)，LLC 轉(zhuǎn)換器可以用于歐洲的輸入范圍，但代價是磁化電流較大；若采用了PFC前端，它的工作最佳。而非對稱半橋結(jié)構(gòu)在輸入端帶有PFC級，因此電路可工作在很寬的輸入電壓范圍上。
圖2：非對稱半橋和LLC轉(zhuǎn)換器的增益曲線
對于24V以上的輸出電壓，我們建議采用LLC諧振轉(zhuǎn)換器。高的輸出二極管電壓會致使非對稱半橋轉(zhuǎn)換器效率降低，因為額定電壓較高的二極管，其正向壓降也較高。在24V以下，非對稱半橋轉(zhuǎn)換器則是很好的選擇。因為這時LLC轉(zhuǎn)換器的輸出電容紋波電流要大得多，其隨輸出電壓降低而變大，從而增加解決方案的成本和尺寸。
上述兩種拓?fù)涠伎梢圆捎猛秸?。對非對稱半橋拓?fù)?，這實現(xiàn)起來非常簡單 (參見飛兆半導(dǎo)體應(yīng)用說明AN-4153)。對LLC控制器，需要一個特殊的模擬電路來檢測流入MOSFET的電流，如果開關(guān)頻率被限制為第二個諧振頻率 (圖2中的100kHz)，該技術(shù)是比較簡單的。
最后，兩種設(shè)計都依賴變壓器的漏電感：在LLC轉(zhuǎn)換器中用來控制增益曲線 (圖2)；而在非對稱半橋轉(zhuǎn)換器則用以確保輕載下的軟開關(guān)。對于大多數(shù)應(yīng)用，我們都建議采用兩個單獨(dú)的電感來達(dá)到此目的。漏電感是變壓器中不容易控制的一個參數(shù)。此外，要實現(xiàn)一個不同尋常的漏電感，需要一個非標(biāo)準(zhǔn)的線圈管，這增加了成本。對于非對稱半橋結(jié)構(gòu)，如果采用標(biāo)準(zhǔn)變壓器，諧振開關(guān)速度至少是開關(guān)頻率的10倍，從而產(chǎn)生更大的損耗?？傊?，對LLC轉(zhuǎn)換器而言，建議再采用一個普通鐵氧體電感；而對非對稱半橋轉(zhuǎn)換器，建議只使用一個高頻鐵氧體電感。
圖3顯示了非對稱半橋轉(zhuǎn)換器的電路示意圖。該圖非常類似于LLC諧振轉(zhuǎn)換器，只有一點不同：LLC諧振轉(zhuǎn)換器不需要輸出電感，以及非對稱半橋控制器需要設(shè)置頻率而非PWM控制。
圖3：基于FSFA2100的非對稱半橋轉(zhuǎn)換器
192W/24V 非對稱半橋轉(zhuǎn)換器的效率在 93% 左右。AN-4153 360W/12V 倍流版在額定負(fù)載為20%-100% 時也有超過93%的滿負(fù)載效率。
在包含 PFC 前端的 200W/48V 電源條件下，LLC 諧振轉(zhuǎn)換器的效率在 93% 左右。通過同步整流，在該功率級下可以把效率提升至95%-96%。
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