功率MOSFET的開關損耗的研究

　　MOSFET開關損耗

　　1 開通過程中MOSFET開關損耗

　　功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示。值得注意的是：下面的開通過程對應著BUCK變換器上管的開通狀態(tài)，對于下管是0電壓開通，因此開關損耗很小，可以忽略不計。

　　圖1 MOSFET開關過程中柵極電荷特性

　　開通過程中，從t0時刻起，柵源極間電容開始充電，柵電壓開始上升，柵極電壓為

　　其中：，VGS為PWM柵極驅動器的輸出電壓，Ron為PWM柵極驅動器內部串聯導通電阻，Ciss為MOSFET輸入電容，Rg為MOSFET的柵極電阻。

　　VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前，漏極沒有電流流過，時間t1為

　　VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t2為

　　VGS處于米勒平臺的時間t3為

　　t3也可以用下面公式計算：

　　注意到了米勒平臺后，漏極電流達到系統(tǒng)最大電流ID，就保持在電路決定的恒定最大值ID，漏極電壓開始下降，MOSFET固有的轉移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關系，漏極電流恒定，因此柵極電壓也保持恒定，這樣柵極電壓不變，柵源極間的電容不再流過電流，驅動的電流全部流過米勒電容。過了米勒平臺后，MOSFET完全導通，柵極電壓和漏極電流不再受轉移特性的約束，就繼續(xù)地增大，直到等于驅動電路的電源的電壓。

　　MOSFET開通損耗主要發(fā)生在t2和t3時間段。下面以一個具體的實例計算。輸入電壓12V，輸出電壓3.3V/6A，開關頻率350kHz，PWM柵極驅動器電壓為5V，導通電阻1.5Ω，關斷的下拉電阻為0.5Ω，所用的MOSFET為AO4468，具體參數為Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；當VGS=4.5V，Qg=9nC；當VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；當VGS=5V且ID=11.6A，跨導gFS=19S；當VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；當VGS=4.5V且ID=10A，RDS（ON）=17.4mΩ。

　　開通時米勒平臺電壓VGP：

　　計算可以得到電感L=4.7μH.，滿載時電感的峰峰電流為1.454A，電感的谷點電流為5.273A，峰值電流為6.727A，所以，開通時米勒平臺電壓VGP=2+5.273/19=2.278V，可以計算得到：

　　開通過程中產生開關損耗為

　　開通過程中，Crss和米勒平臺時間t3成正比，計算可以得出米勒平臺所占開通損耗比例為84%，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開關損耗中起主導作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所對應電荷為Qg。對于兩個不同的MOSFET，兩個不同的開關管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多時，A管的開關損耗就有可能大于B管。因此在實際選取MOSFET時，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值。

　　減小驅動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關損耗，但是過高的開關速度會引起EMI的問題。提高柵驅動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓，也就是降低閾值開啟電壓，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關損耗。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通，增大跨導將增加工藝復雜程度和成本。

　2 關斷過程中MOSFET開關損耗

　　關斷的過程如圖1所示，分析和上面的過程相同，需注意的就是此時要用PWM驅動器內部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯計算，同時電流要用最大電流即峰值電流6.727A來計算關斷的米勒平臺電壓及相關的時間值：VGP=2+6.727/19=2.354V。

　　關斷過程中產生開關損耗為：

　　Crss一定時，Ciss越大，除了對開關損耗有一定的影響，還會影響開通和關斷的延時時間，開通延時為圖1中的t1和t2，圖2中的t8和t9。

　　圖2 斷續(xù)模式工作波形

　　Coss產生開關損耗與對開關過程的影響

　　1 Coss產生的開關損耗

　　通常，在MOSFET關斷的過程中，Coss充電，能量將儲存在其中。Coss同時也影響MOSFET關斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，這樣引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易產生EMI的問題。

　　但是，在硬開關的過程中，Coss又不能太大，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中，放電釋放能量，將產生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率，同時在開通過程中，產生大的電流尖峰。

　　開通過程中大的電流尖峰產生大的電流應力，瞬態(tài)過程中有可能損壞MOSFET，同時還會產生電流干擾，帶來EMI的問題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的最小占空比值。

　　Coss產生的損耗為：

　　對于BUCK變換器，工作在連續(xù)模式時，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續(xù)模式時，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩，Coss電壓值為開通瞬態(tài)時MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示。

　2 Coss對開關過程的影響

　　圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下，用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在，實際的開關過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，如圖3所示。下面以關斷過程為例說明。基于理想狀態(tài)下，以工程簡化方式，認為VDS在t7時間段內線性地從最小值上升到輸入電壓，電流在t8時間段內線性地從最大值下降到0。

　　圖3 MOSFET開關過程中實際波形

　　實際過程中，由于Coss影響，大部分電流從MOSFET中流過，流過Coss的非常小，甚至可以忽略不計，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關斷的過程中，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是ZVS，即0電壓關斷，功率損耗很小。

　　同樣的，在開通的過程中，由于Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大。

　　在理想狀態(tài)的工程簡化方式下，開通損耗和關斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分。而實際的狀態(tài)下，關斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分。

　　從上面的分析可以看出：在實際的狀態(tài)下，Coss將絕大部分的關斷損耗轉移到開通損耗中，但是總的開關功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結束時開始快速上升。

　　圖4 非連續(xù)模式開關過程中波形

　　Coss越大或在DS極額外的并聯更大的電容，關斷時MOSFET越接近理想的ZVS，關斷功率損耗越小，那么更多能量通過Coss轉移到開通損耗中。為了使MOSFET整個開關周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實現其在開通過程的ZVS。如同步BUCK電路下側續(xù)流管，由于其寄生的二極管或并聯的肖特基二極管先導通，然后續(xù)流的同步MOSFET才導通，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關斷是自然的0電壓關斷ZVS，因此同步MOSFET在整個開關周期是0電壓的開關ZVS，開關損耗非常小，幾乎可以忽略不計，所以同步MOSFET只有RDS（ON）所產生的導通損耗，選取時只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值。

　　注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形，對于非連續(xù)模式，由于開通前的電流為0，所以，除了Coss放電產生的功耗外，沒有開關的損耗，即非連續(xù)模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺，這主要是由于Coss的放電電流產生的。Coss放電快，持續(xù)的時間短，這樣電流迅速降低，由于VGS和ID的受轉移特性的約束，所以當電流突然降低時，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產生一個下降的凹坑，并伴隨著振蕩。