移相全橋ZVS變換器整流橋寄生振蕩的抑制
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移相全橋零電壓開關PWM變換器(PS-FB- ZVS-PWM converter)利用變壓器的漏感或原邊串聯(lián)電感和功率管的寄生電容或外接電容來實現(xiàn)零電壓開關,同時又實現(xiàn)了PWM控制。該變換器電路結(jié)構(gòu)簡潔,控制電路簡單,是中大功率直直變換場合的理想電路拓撲之一[1]。
但是，傳統(tǒng)的移相全橋變換器輸出整流二極管不是工作在軟開關狀態(tài)，存在反向恢復過程。在輸出整流二極管反向恢復時，由于變壓器的漏感（或附加的諧振電感）和整流二極管的結(jié)電容以及變壓器的繞組電容之間發(fā)生高頻諧振，整流橋產(chǎn)生寄生振蕩，二極管上存在很高的尖峰電壓[2~4]。這將帶來電路損耗，并影響整流橋的使用壽命。因此，必須采用有效的緩沖電路來抑制寄生振蕩，消除輸出整流二極管上的尖峰電壓。
2 整流橋寄生振蕩的產(chǎn)生與抑制對策
整流橋寄生振蕩產(chǎn)生于變壓器的漏感或附加的諧振電感與變壓器的繞組電容和整流管的結(jié)電容之間。當副邊電壓為零時，在全橋整流器中四只二極管全部導通，輸出濾波電感電流處于自然續(xù)流狀態(tài)。而當副邊電壓變化為高電壓Vin/K（Ｋ是變壓器變比）時，整流橋中有兩只二極管要關斷，另兩只繼續(xù)導通。這時候，變壓器的漏感或附加的諧振電感就開始和關斷的整流二極管的電容諧振。
整流橋換流的等效電路如圖1所示。從中可以看出，副邊漏感上電流ILlk是負載電流ILf和即將關斷的二極管反向恢復電流之和，其大小為：
其中，Cd為整流二極管結(jié)電容。即使采用快恢復二極管，二極管依然會承受至少兩倍的尖峰電壓[2]。
為了抑制寄生振蕩，減小輸出整流二極管上的尖峰電壓，必須采用有效的緩沖電路。文獻當中提出了多種方式，主要有RC緩沖電路、RCD緩沖電路、主動箝位緩沖電路、第三個繞組加二極管箝位緩沖電路和原邊加二極管箝位緩沖電路等[2~4]。前幾種方式，要么帶來額外的損耗，不利于提高變換器的效率，要么需要增加開關管或者繞組，增加了電路復雜性和成本。因此本文重點討論原邊加二極管箝位的緩沖電路形式。
3 原邊加箝位二極管的緩沖電路原理分析
一種原邊加箝位二極管的ZVS全橋變換器主電路拓撲如圖2所示。其中, D1~D4分別是開關管Q1~Q4的內(nèi)部寄生二極管,C1~C4分別是Q1~Q4的寄生電容或者外接電容。Lr是諧振電感（包括了變壓器的漏感），Cb是隔直電容。每個橋臂兩個開關管成180°互補導通,兩個橋臂導通角相差一個相位，即移相角,通過調(diào)節(jié)移相角可以調(diào)節(jié)輸出電壓。Q1和Q3分別領先于Q4和Q2一個相位, Q1和Q3組成超前橋臂,Q2和Q4組成滯后橋臂。D5和D6為變換器原邊附加的箝位二極管。副邊采用全橋整流方式，CDR1 ~CDR4分別為二極管DR1~DR4的等效并聯(lián)電容。
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