基于高頻交流鏈接技術電容充電電源研究

3 工作過程分析
電源工作分3個過程：諧振電容Cr充電過程分為兩個過程，分別記為模式1和模式2；Cr放電只有一個過程，記為模式3。3個過程形成一個諧振周期，諧振電感電流iLr波形和諧振電容電壓uCr(t)波形如圖2所示。為了更好理解3個工作過程，引入三相輸入相電壓：

為分析方便，考察三相輸入相電壓的相位從0到6／π，此時三相輸入相電壓滿足|ua|≥|ub|≥|uc|，定義UM=|ua-ub|和UN=|ua-uc|。由于串聯(lián)諧振電路的諧振頻率(60 kHz)遠高于工頻(50 Hz)，在一個周期內，相電壓變化極小，因此分析時假定加載到諧振回路中電壓為恒定值。負載電容CL等效到初級的電容值遠大于CL，則在一個諧振周期內，CL的電壓上升非常小，在分析過程中將其視為一個直流源。

在t0時刻，首先驅動VS2和VS12，UN加載到諧振電路上，a相和c相形成電流回路，iLr增加，電流特性由LC串聯(lián)諧振回路決定，同時Cr和負載電容CL開始充電，UCr和CL的電壓Uo開始上升。等效電路如圖3所示。假定模式1工作初始條件為：ILr(t0)=0，UCr(t0)=-2Uo。諧振電感電流和諧振電容電壓為：

在t0～t1時間段內流出a相和c相電荷量為：

在t1時刻，驅動VS10，UM加載到諧振電路上，此時c相的電流被自然換流．a(chǎn)相和b相形成電流回路，iLr繼續(xù)按照串聯(lián)諧振電流特性變化，直至電流為零，此時UCr達到峰值。等效電路與圖3a類似，僅將UN換為UM即可。模式2的初始條件為：

t2時刻，驅動VS1，VS9，iLr反向流動，Cr開始放電，t3時刻電流為零。等效電路與模式2相同，但iLr反向。模式3初始條件：ILr(t2)=0，UCr(t2)=UM-Uo+IMZ。
則可知iLr(t)和uCr(t)的表達式為：


4 控制策略
一個諧振周期內，模式1和模式2的電流方向規(guī)定為正，正向電流的電荷量規(guī)定為從三相流出的電荷量，反向電流的電荷量為流回三相的電荷量，則從三相流出的凈電荷量為：

Q可視為從a相流出，而從c相和b相流出的電荷量分別為Q1和Q2-Q3。采用電荷控制理論，使得從a相和c相流出的電荷量正比于各自的相電壓，比例系數(shù)為k，其表達式為：

θ隨三相交流相電壓(0～π／6)及Uo變化的曲線如圖4a所示。由圖可知，隨著Uo的升高和三相交流相電壓的變化，θ單調增大，最大值為半個充電周期。θ的變化，從另一個角度說明隨著Uo的升高，輸出能量增大。

諧振電流周期fs隨三相交流相電壓及Uo變化的曲線如圖4b所示?？梢?，fs隨著Uo的升高，先變大后變小。隨著三相交流相電壓的變化，諧振電流周期也是先變大后變小。周期的最大值大約為6．47 rad。相比DC-link技術串聯(lián)諧振變換器的電流周期增大0．19 rad。而最大的周期出現(xiàn)在0．15 rad。
諧振電容器上剩余電壓隨三相交流相電壓和Uo變化曲線如圖4c所示。
諧振電容器上剩余電壓隨著uo升高而增大，隨三相交流電壓的變化先增大后減小，首末兩點電壓相同，最大電壓出現(xiàn)在相位為3／π點處。

5 實驗結果
在上述原理分析的基礎上，設計了一臺電容充電電源的實驗樣機，主要參數(shù)：交流輸入380 V，電源輸出電壓為50 kV，充電速率為60 kJ／s，諧振電容1．98μF，諧振電感2．25μH，開關頻率30 kHz。

圖5a示出三相交流輸入線電流iac與交流相電壓uac波形，uac，iac保持比例關系且同相位。使用電能分析儀測量功率因數(shù)，測量值為0．99。充電初期和末期的開關電流如圖5b所示。由圖可見，隨著uo升高，切換時間從1μs增加到2μs，電流前半周期從6μs增加到7μs，后半周期由于分布電容的影響變小。

6 結論
推導出在電流斷續(xù)條件下，電源各個工作模式下的電流特性，研究了三相電網(wǎng)電壓和輸出電壓對開關切換時間和諧振電流周期的影響。設計了一臺基于高頻交流鏈接技術的電容充電電源的樣機，開展實驗研究。實驗結果表明：應用電荷控制方式，電網(wǎng)輸入端可達到很高的功率因數(shù)，且開關切換時間(角度)和諧振電流的周期隨三相電網(wǎng)電壓和輸出電壓發(fā)生變化。