多通道SR-Buck轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)考慮

　　通道數(shù)目（并聯(lián)模塊數(shù)）的確定

　　前面已經(jīng)說(shuō)過(guò)，交錯(cuò)控制可以減小輸出電壓的紋波，提高紋波頻率，使輸出濾波電容和解耦電容最小。同時(shí)交錯(cuò)控制還可以改善散熱條件，使封裝方便。模塊并聯(lián)的最佳通道數(shù)目n與VRM的成本有關(guān)。研究表明，輸出電流越大，電感制造越困難，還要加散熱器，增加了成本。但多通道SR－Buck轉(zhuǎn)換器在小電流時(shí)成本也要上升。以500 kHz，12 V輸入，1.5 V輸出的VRM為例，在不加散熱器的情況下，單通道（n＝1）SR-Luck轉(zhuǎn)換器只適用于30A以下的VRM；當(dāng)輸出電流為50A時(shí)，如果不用多通道方案而仍用單通道方案時(shí)，則為了得到所需要的瞬態(tài)響應(yīng)，設(shè)計(jì)時(shí)必須要用大量的濾波電容和解耦電容，使電源的體積增大。對(duì)于輸出電流為50A的VRM以n取2～3為宜；對(duì)于輸出電流為100 A的VRM，則n取4是比較合適的。

　　折中考慮瞬態(tài)晌應(yīng)和VRM效率

　　在設(shè)計(jì)時(shí)，不僅要考慮VRM輸出紋波的大小，而且還要從瞬態(tài)響應(yīng)和VRM效率兩者折中考慮。例如，設(shè)計(jì)時(shí)希望VRM的輸出濾波電感要小，這樣可以使瞬態(tài)響應(yīng)快。但是減小電感會(huì)使輸出電流的紋波增大，從而增大了電流的有效值，使導(dǎo)電損耗加大。又由于電感電流峰值的增加，使Buck開(kāi)關(guān)的關(guān)斷損耗加大，囚而VRM的效率下降。此外，提高開(kāi)關(guān)頻率，也會(huì)使瞬態(tài)響應(yīng)變好，但這樣會(huì)提高開(kāi)關(guān)的關(guān)斷損耗，降低VRM的效率。所以在設(shè)計(jì)時(shí)必須折中考慮瞬態(tài)響應(yīng)和VRM效率，來(lái)選擇通道數(shù)、開(kāi)關(guān)頻率和LC濾波參數(shù)等。

　　把得到輸出響應(yīng)最快而效率又最高的最大電感，稱(chēng)為臨界電感（Critical Inductance）。對(duì)于常規(guī)的SR-Buck轉(zhuǎn)換器，由于所需要的濾波電感較大，要同時(shí)滿足下一代微處理器的低電壓、大電流、高速轉(zhuǎn)換、高轉(zhuǎn)換效率，并使瞬態(tài)電壓變化在±2％范圍以內(nèi)等要求，則需要很大的解耦電容、但是安裝的空間是有限的，增大解耦電容的方案是無(wú)法實(shí)現(xiàn)的。為此，有的文獻(xiàn)提出用輸出電壓紋波小，因而濾波電感也可以小的多通道準(zhǔn)方波（QSW）SW－Buck轉(zhuǎn)換器方案作為新一代微處理器的VRM。

　　當(dāng)VRM的輸出電流i有一個(gè)突變△Imax時(shí)，為了保持輸出電壓Uo在電壓調(diào)整的范圍△Uo以內(nèi)，所需要的最小濾波電容CF min可以用下式來(lái)計(jì)算

　　式中 LF--總輸出濾波電感。

　　下面介紹一個(gè)參數(shù)設(shè)計(jì)的例子：

　　給定VRM的參數(shù)包括：輸入電壓12 V，輸出電壓0.9～1.5 V，輸出電流0～50A，電流轉(zhuǎn)換速率為50A／μs，輸出電壓紋波為5％。開(kāi)關(guān)頻率為400 kHz，采用雙通道SR-Buck轉(zhuǎn)換器，通道數(shù)目n＝2。

　　折中考慮瞬態(tài)響應(yīng)和VRM的效率，選擇總輸出濾波電感為L(zhǎng)F＝500 nH，每個(gè)SR-Buck轉(zhuǎn)換器的濾波電感LF/2=250 nH。輸出濾波電容CF＝19 mF，其中包括21只220pF／2.5 V POSCAP，27 33μF／2.5 V陶瓷電容，9只1500 μF／4V鉭電容。

　　按照上述設(shè)計(jì)，VRM樣機(jī)的實(shí)測(cè)效率為81％（負(fù)載為50A），均流誤差不大于5％。