基于LM25037的車載逆變器設計方案

　　1. 引言

　　隨著汽車的日漸普及，一些220V/50Hz AC 作為輸入的電器設備，不能直接用在以12VDC 蓄電池供電的汽車上，這樣就大大限制了這些電器的使用范圍，給人們的生活帶了諸多的不便。因此，開發(fā)一款經(jīng)濟實用車載逆變電源成為一種需求。車載電源作為各種電子產(chǎn)品的供電設備，其質(zhì)量的好壞極大地影響著電子設備的可靠性，其轉(zhuǎn)換效率的高低和帶負載能力的強弱直接關(guān)系著它的應用范圍。目前車載逆變器通常采用DC/DC 高頻升壓部分和DC/AC 逆變兩級控制，其中DC/AC 逆變有SPWM 逆變和方波逆變兩種。前者輸出電壓低次諧波含量少，輸出濾波器體積小，但是控制復雜，整機效率較低；后者輸出電壓低次諧波含量高，輸出濾波器體積較大，控制簡單可靠，效率較高。

　　本文介紹了一種基于控制芯片 LM25037 的車載逆變器的設計。其主要參數(shù)如下：

　　輸入電壓：9.6~16.2VDC

　　輸出電壓：220V（±5V）50Hz（±0.5%）AC

　　輸出功率：150W

　　2.電路的基本結(jié)構(gòu)

　　本逆變電源輸入端為蓄電池（+12V，容量90A·h），輸出端為工頻方波電壓（50Hz，220V）。其結(jié)構(gòu)框圖如圖1 所示。目前，構(gòu)成DC/AC 逆變的新技術(shù)很多，但是考慮到控制的復雜性、成本以及可靠性，本電源仍然采用典型的二級變換，即DC/DC變換和DC/AC 逆變。首先由DC/DC 變換將DC12V 電壓逆變?yōu)楦哳l方波，經(jīng)高頻變壓器升壓，再整流濾波得到一個穩(wěn)定的約310V直流電壓；然后再由DC/AC變換以方波逆變的方式，將穩(wěn)定的直流電壓逆變成有效值稍大于220V的方波電壓；再經(jīng)LC工頻濾波得到有效值為220V的50Hz 交流電壓，以驅(qū)動負載。

　　圖 1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖

　　3.電路設計

　　3.1 DC/DC 變換器設計

　　由于變壓器原邊電壓較低，為了提高變壓器的利用率采用推挽電路，中心抽頭接蓄電池，兩端接Q1，Q2開關(guān)管交替工作，提高系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換效率。推挽電路使用較少的開關(guān)器件，減小變壓器體積，提高了輸出功率。

　　3.1.1 控制芯片介紹

　　DC/DC 變換器采用的是美國國家半導體公司（NSC）針對車載便攜式電源系開發(fā)的16 腳的控制芯片LM25037，該芯片具有一下幾個方面的特點：采用電壓模式控制；內(nèi)部集成了75V 的啟動偏置調(diào)節(jié)器；產(chǎn)生前饋的PWM 鋸齒波；具有遲滯特性的可編程欠壓保護功能；帶有延時的定時器雙重模式的過流保護功能及保護后定時重啟且重啟時間由用戶設定；可編程的最大占空比和軟啟動；內(nèi)部集成了高精度的誤差放大器和過流比較器，具有外同步等功能；兩路交替輸出的驅(qū)動信號，適合于推挽、全橋和半橋等拓撲結(jié)構(gòu)中。芯片的內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖2 所示。

　　圖 2 LM25037 的內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖

　　3.1.2 DC/DC 電路設計

　　采用LM25027控制的推挽電路原理圖如圖3所示，其工作原理如下：當芯片VIN 端加上正向偏置的電壓在5~75V 范圍內(nèi)，芯片內(nèi)部的電壓參考基準建立，同時Vin 對電容C3充電，在每個開關(guān)周期結(jié)束時內(nèi)部的MOS 管導通，C3放電，RAMP 腳的電壓為斜率與輸入電壓成正比的鋸齒波。內(nèi)部的1uA 電流源開始以對SS 腳接的電容C10充電，當SS 腳電壓達到1V，當UVLO 腳經(jīng)R4、R5分壓后電壓高于1.25V，輸出占空比由小開始增大，充電電流變?yōu)?00uA 直到SS 腳電壓達到5V.在每個開關(guān)周期開始有PWM 輸出高，當C3上的電壓達到給定電壓，PWM 輸出低電平。內(nèi)部或非門控制邏輯OUTA和OUTB 交替輸出。R6可以設定振蕩器工作的頻率，R7可以設定死區(qū)時間。在電路工作期間實時檢測主電路上的電流，當采樣電阻上的電壓超過0.25V，輸出脈沖封鎖。同時內(nèi)部20uA 的電流源對RES 腳上的電容C9充電，當C9上的電壓達到2V，C9和C10放電 ，SS 端開始軟啟動。定時重啟的時間由C9的大小設定。

　　根據(jù)芯片數(shù)據(jù)手冊設定開關(guān)頻率為f=51K，死區(qū)時間為250ns，取R6=62KW ，R7=3KW 。

　　過流保護后重啟時間設定如圖4 所示。

　　圖 3 推挽電路原理圖

　　圖 4 定時重啟時序圖。

　　取C8=100pF C10=100nF，則Tres約為10.4ms.

　　其中 U1=1V，U2=5V 。

　　前饋電壓信號是通過外部的RC 網(wǎng)絡在每個開關(guān)周期輸入電壓對C 充電，在開關(guān)周期末通過芯片內(nèi)部的MOSFEET 對C 放電得到與輸入電壓成正比的鋸齒波如圖5 所示。

　　圖 5 電壓前饋網(wǎng)絡。

　　取 C3=100pF，R3=200KW ，其中Tdischarge《50nS， Tsw為振蕩周期，VRAMP為斜坡電壓峰值，Vin 為輸入電壓。

　　3.2 變壓器設計

　　在 CCM 模式下變壓器的匝比主要由輸入電壓，輸出電壓及占空比決定。輸入電壓最小為Vin=9.6V，為了防止直通，占空比的最大值Dmax=0.45，輸出電壓Vo=310V，則匝比為：

　　在相同的輸入輸出條件下，DCM 模式下，輸入輸出電壓之比并非與占空比成正比，滿載時實際工作占空比比設定值小。為了提高變流器效率，實際選取匝比為n=32.

　　采用AP 法估算變壓器磁芯：

　　Po為輸出功率；f 為開關(guān)頻率；Bmax變壓器工作最大磁感應強度。

　　選取鐵氧體EE33 磁芯 AP=1.57㎝ 4 Ae=1.23㎝ 2Aw=1.27㎝ 2.

　　原邊匝數(shù)為：

　　實際取原邊為3 匝，副邊為96 匝。

　　變壓器繞制時加入了氣隙，一方面為了延緩推挽電路磁通飽和，另外一方面由于整流輸出沒有濾波電感，實際工作過程利用了變壓器的漏感，防止開關(guān)管導通時電流峰值過大。但是加入氣隙后變壓器的漏感增大又會增大電壓尖峰，故需要加入緩沖電路吸收電壓尖峰。

　　3.3 RCD 箝位電路設計

　　為了減小關(guān)斷電壓尖峰，采用接電源正極的RCD箝位電路，如圖6所示。在VT1 關(guān)斷時，D1 導通，漏感上的能量轉(zhuǎn)移到C1 上，C1 充電延緩了集電極電壓的上升。R1、D1 接入Vdc 的好處是是C1 上的最大電壓僅為Vdc，而不是R1、D1 接地時的2Vdc，C1 上的電壓應力減小。