淺述如何借用多相位升壓轉(zhuǎn)換器改善電源供應(yīng)效能

　　升壓電源供應(yīng)器常用來將低電壓輸入轉(zhuǎn)換成較高電壓，但隨著電源供應(yīng)的功率需求增加，它們所無法承受的電流應(yīng)力（current stress）也可能出現(xiàn)。本文說明交錯式升壓技術(shù)如何大幅減少電路應(yīng)力（circuit stress），并對這種新方法和傳統(tǒng)的升壓轉(zhuǎn)換器進(jìn)行分析比較。

　　高功率升壓轉(zhuǎn)換器的需求是由眾多工業(yè)和汽車應(yīng)用所推動，其中許多應(yīng)用使用12 V輸入電壓，但卻需要更高的非隔離式輸出電壓，此時升壓轉(zhuǎn)換架構(gòu)就是常被選用的一種技術(shù)。本文將以一個輸入電壓為12V，輸出為37V@7A的例子討論電磁線圈驅(qū)動器的電源供應(yīng)架構(gòu)選擇。在單相位電源供應(yīng)中，輸入和輸出電容的漣波電流都很大，我們將證明雙相位技術(shù)可大幅的降低漣波。至于電源供應(yīng)器的其它規(guī)格需求則如表1所列。這個電源供應(yīng)器必須承受電磁線圈啟動和關(guān)閉時出現(xiàn)的大電流突波，同時維持高輸出電壓精確度；除此之外，轉(zhuǎn)換效率也很重要，它能將功耗減至最少，并將溫升限制在可接受的範(fàn)圍內(nèi)。37V和7A的輸出代表超過250W的負(fù)載功耗，就算轉(zhuǎn)換效率達(dá)到91%，電源供應(yīng)仍有25W的功耗散逸，因此需要安裝多個散熱片。另外，雖然這篇文章并未特別說明，但是電源供應(yīng)器的體積和成本也很重要。

　　架構(gòu)

　　表2是標(biāo)準(zhǔn)的單相位升壓轉(zhuǎn)換器以及交錯式（或雙相位）升壓轉(zhuǎn)換器的線路。在單相位設(shè)計中，閘極驅(qū)動電壓會加在FET Q1，使得電晶體的汲極電壓，也就是電路的切換點（switching node），被下拉至地電位，此時輸入電壓會跨接在電感L1的兩端，導(dǎo)致電流開始上升；在這段期間內(nèi)，早已充滿電力的輸出電容C2必須獨自供應(yīng)負(fù)載所需之電流。等到Q1停止導(dǎo)通時，L1為了繼續(xù)維持電流流動，其兩端的電壓極性會立刻反轉(zhuǎn)，使得切換點的電壓高于輸入電壓，此時二極體D1進(jìn)入順向偏壓狀態(tài)，輸入電源開始對輸出電容C2重新充電，并且供應(yīng)負(fù)載所需的電流。

　　由于電感器的伏秒乘積在這兩種開關(guān)狀態(tài)下必須保持相等，也就是ton×Vin必須等于toff×Voff，因此電感的逆向電壓就成為FET導(dǎo)通時間，或是負(fù)載週期的函數(shù)；改變開關(guān)的負(fù)載週期就能控制輸出電壓的大小，其值可由Vout =Vin/（1-d）簡單公式計算。此公式只在連續(xù)導(dǎo)通模式（continuous conduction mode）中有效，而該模式的定義則是電感電流在所有時間都為正值。

　　如表2所示，在雙相位升壓電路中，每個相位的工作方式都很像前述的單相位升壓轉(zhuǎn)換器。這兩個轉(zhuǎn)換器會以反相180度的方式動作，使得輸入和輸出電容的漣波電流互相抵消；藉由這種方式，設(shè)計人員就能選擇性地減少零件數(shù)目，或者使用與單相位設(shè)計相同的零件數(shù)目，但是提高電路的工作效能。交錯式升壓設(shè)計會強迫兩個功率級共同提供輸出電流，使得電源輸出由它們平均分擔(dān)；另一方面，如果工程師不採用這種設(shè)計，其中一個功率級的電流輸出就會遠(yuǎn)大于另一個功率級，使得塬有的漣波消除優(yōu)點化為烏有。

　　交錯式電路設(shè)計實務(wù)

　　表3是單相位升壓電路中，輸入電容C1的漣波電流，它的波形和電感電流的波形完全相同，只是不含直流成份。從中可以看出Q1導(dǎo)通時，電流會朝正的方向逐漸增加，負(fù)載週期比則約等于前述負(fù)載週期公式所定義的0.67。雙相位電路的設(shè)計理念是讓工作效能達(dá)到單相位設(shè)計的水準(zhǔn)，同時減少所需的功率零件數(shù)目。交錯式設(shè)計可以減少輸入電容的漣波電流，此優(yōu)點可從表4看出，因為兩個功率級的動作相差180度，所以它能將漣波電流的峰至峰值減少一半。由于交錯式升壓電路的有效輸入漣波電流基本上就等于單相位設(shè)計的輸入漣波電流，因此雙相位設(shè)計的個別相位漣波電流可以是單相位設(shè)計的兩倍。

　　在交錯式設(shè)計中，各個功率級的工作頻率和單相位設(shè)計完全相同，都是100KHz，但由于漣波抵消作用的影響，它的有效輸入和輸出漣波會變成200 KHz。因此在計算雙相位設(shè)計的電感值時，使用的頻率雖和單相位設(shè)計完全相同，但所能允許的漣波幅度卻會增加一倍，使得設(shè)計所需的電感值得以減少一半。值得注意的是，在雙相位設(shè)計中，輸入電容的有效漣波電流大約等于單相位設(shè)計，因此這兩種設(shè)計會使用同樣數(shù)量的輸入電容。

　　就像輸入電容一樣，交錯式設(shè)計的輸出電容也能享受同樣的好處。表5是單相位設(shè)計的輸出電容漣波電流，當(dāng)FET導(dǎo)通時，該電容會提供所有的輸出電流（- 7A，電流從C2流出）；當(dāng)FET截止時，會有相當(dāng)于Iout×d/（1-d），也就是+14A的電流流入輸出電容，并對它進(jìn)行重新充電。電感的斜率可由波形上端看出，但它不會造成總均方根值電流增加。若設(shè)計決定採用鋁電解質(zhì)的輸出電容，則由于其電容值遠(yuǎn)超過輸出漣波電壓的要求，所以它們的數(shù)目將由個別漣波電流的額定值決定。表5電流波形的均方根值約為Ipp×√（d×（1-d）），在本設(shè)計中這等于10Arms。表8所示的單相位測試電路需要12個輸出電容，才能滿足總漣波電流的額定值要求。

　　表6是交錯式升壓設(shè)計中，個別輸出電容的電流值以及它們的總和，在不考慮電感斜率的情形下，相位A和B的峰至峰電流振幅會等于單相位設(shè)計的一半，這是因為其頻率和截止時間的負(fù)載週期都是單相位設(shè)計的兩倍。在表6中，綜合電流或總電流的均方根值為5Arms，因此設(shè)計只需要半數(shù)的輸出電容，就能讓電壓漣波等于單相位設(shè)計的電壓漣波。

　　表7是不同負(fù)載週期下的漣波電流抵消效果，垂直線則代表工作點的負(fù)載週期，從中可以看出在此負(fù)載週期下，交錯式升壓設(shè)計的均方根值電流等于單相位設(shè)計的一半。值得注意的是，50%的負(fù)載週期可以提供完全抵消的效果，使得輸出漣波電流等于零；另一方面，輸出漣波電壓在該工作點上將變得非常小。

　　表8和表9是單相位和交錯式升壓轉(zhuǎn)換器的完整設(shè)計，從單相位設(shè)計可以看出，它是利用一顆在電壓模式下工作的BiCMOS低功耗電流模式PWM控制器（TI 的UCC38C43）來同時驅(qū)動兩顆MOSFET電晶體—由于升壓功率級的電流很大，所以需要兩顆MOSFET。此處還使用一組蕭特基整流器，這是因為將電流分給兩個整流器的做法并不實際。由于升壓轉(zhuǎn)換器無法在短路時限制輸出電流的大小，所以這裡還使用TPS2490熱插換控制器和過電流保護(hù)電路，我們在實驗過程中發(fā)現(xiàn)這種設(shè)計可于電流過大時將電流切斷。為了將溫度升幅保持在可接受範(fàn)圍內(nèi)，我們總共用了3組散熱片。

　　表8的交錯式設(shè)計則使用UCC38220，它是內(nèi)建可程式最大負(fù)載週期的雙通道交錯式PWM控制器，可將電流均分給兩個功率級。為了感測電流大小，設(shè)計使用了一個體積小而低成本的電流感測變壓器，并將它連接至Q5和Q7的汲極接腳。電流感測訊號首先會被濾波，再送到UCC28220的電流感測輸入接腳，這顆元件會將電流平均分給兩個相位；由于交錯式設(shè)計的電流是由兩個相位共同平分，所以設(shè)計中使用了兩組蕭特基整流器。電流的降低讓二極體不必再安裝散熱片，于是零件數(shù)目和組裝成本都會減少。

　　圖1是這兩種設(shè)計完成組裝后的電路，我們將其置于同一張電路板以方便比較。單相位設(shè)計（上半部）大約需要18平方英吋的電路板面積，交錯式設(shè)計（下半部）則會佔用14平方英吋。

　　兩種設(shè)計的電路面積差異主要來自輸入電感和輸出電容，單相位設(shè)計還需要第3組散熱片幫助輸出二極體散熱，交錯式設(shè)計的二極體則是透過所連接的電路板散熱。另外，如表11所示，交錯式設(shè)計因為使用較小的電感，所以最大高度會小于單相位設(shè)計。

　　設(shè)計的比較

　　為了比較這兩種設(shè)計，我們執(zhí)行了多項測試，包括轉(zhuǎn)換效率、輸入和輸出漣波電壓以及暫態(tài)負(fù)載效應(yīng)；我們發(fā)現(xiàn)在絕大多數(shù)情形下，雙相位設(shè)計的表現(xiàn)都勝過單相位設(shè)計。

　　表10是這兩種設(shè)計的效率比較，它們都能達(dá)到91%的效率目標(biāo)，然而在最大負(fù)載條件下，雙相位設(shè)計的效率會高出2%，雖然這看起來并不顯眼，但若比較兩種電源供應(yīng)的熱功耗，就會發(fā)現(xiàn)其中差別很大。單相位設(shè)計會消耗23W的功率，雙相位設(shè)計只有16W，這相當(dāng)于將熱功耗減少3成，因此顯然會對散熱片的選擇以及熱功耗設(shè)計造成影響。

　　在表10中，效率曲線的形狀也值得注意，特別是單相位設(shè)計的效率曲線，它的最大值出現(xiàn)較早，然后就開始快速下降，這是因為導(dǎo)通損失劇增所產(chǎn)生的特性。兩種設(shè)計的主要區(qū)別在于電感、升壓二極體、輸出電容和電路板的功耗，表11比較了這兩種設(shè)計對于電感規(guī)格和效能的要求。如前所述，雙相位設(shè)計所需要的電感值遠(yuǎn)小于單相位設(shè)計，每顆電感的電流也只有單相位設(shè)計的一半。電感的體積是由其電能儲存需求和溫度升幅決定，電能儲存需求可由1/2 × L × I2計算，從表11可以發(fā)現(xiàn)單相位設(shè)計的儲存電能是雙相位設(shè)計的5倍。

　　這表示我們?nèi)粢寖煞N電感的溫度升幅保持相同，單相位設(shè)計的電感就必須擁有5倍的體積。在這個範(fàn)例中，我們認(rèn)為與其保持同樣的能量密度，不如允許較大的溫度升幅；我們採用損耗較大的電感因而犧牲了單相位設(shè)計部份效率，這使得單相位設(shè)計大約多出5W的功耗。在這兩種設(shè)計的功耗差異中，約有1W來自于電容，每顆輸出電容的漣波電流約會產(chǎn)生100mW的功耗，單相位設(shè)計所需要的電容數(shù)目約比雙相位設(shè)計多出6顆。雙相位設(shè)計的功率級必須使用兩顆二極體，分別承擔(dān)總電流的一半，因此它們的電壓降較低，使得總功耗約減少1W。

　　表12是輸入和輸出電壓漣波的量測結(jié)果，其中左邊是單相位設(shè)計的波形，右邊則是交錯式設(shè)計的波形。上半部是輸出漣波的電壓波形，我們可以從波形看出幾項重點。漣波電壓主要由電感電流通過輸出電容的等效串聯(lián)電阻所產(chǎn)生，右邊的波形顯示交錯式設(shè)計會提高漣波的頻率。在左邊，由于單相位設(shè)計使用較大的電感值，所以漣波的頂端顯得相當(dāng)平坦，右邊波形的下降幅度比較大，因為開關(guān)電晶體截止導(dǎo)通時，電感的電流會有較大幅度的變動。下面的波形也證明若採用雙相位設(shè)計，輸入漣波電壓的頻率也會變得較高。

　　表13是兩種設(shè)計的迴路增益—雖然它并不能算是一對一的比較。單相位設(shè)計使用電壓模式控制，其缺點是必須補償兩個復(fù)數(shù)極點和一個右半面零點（right half plane zero），因此設(shè)計只能達(dá)到1 kHz的迴路頻寬。雙相位設(shè)計需要電流感測來實現(xiàn)兩個相位之間的電流平衡，所以電流模式控制的實作變得非常容易。電流模式控制的補償比較簡單，因為它只有一個極點和一個右半面零點，并能提供將近4kHz的較大頻寬。

　　表14是這兩種設(shè)計的時域效能，每種設(shè)計的負(fù)載都是由1～7個放大器推動，然后再量測輸出電壓。兩種設(shè)計都能達(dá)到±1%的負(fù)載穩(wěn)壓精確度，但是單相位設(shè)計的表現(xiàn)略勝一籌，因為它使用了較多的輸出電容。

　　縮小交錯式升壓設(shè)計的體積 可提升效率

　　和降壓穩(wěn)壓器一樣，交錯式升壓設(shè)計的效能也勝過單相位設(shè)計，例如從表15即可看出，交錯式升壓設(shè)計的體積更小，效率更高，這是因為它能減少輸入和輸出電容的漣波電流，使得設(shè)計的成本和熱功耗都更?。凰€能減少電感的電能儲存要求，這表示電感磁線圈的體積、高度和熱功耗都會降低。在這個例子裡，多相位設(shè)計可以減少3成功耗，同時將熱量分散至較大的電路板面積，進(jìn)而讓設(shè)計擁有更好的熱功耗管理能力。多相位設(shè)計必須量測和平衡每個相位的電流大小，因此它確實會增加電路的復(fù)雜性，這從控制零件數(shù)目的比較就能夠看出。