一種自旋閥GMR隔離放大器的設計方案

2.2 接收放大電路

由于V/I 轉換電路中運算放大器因為負反饋作用，使得同相端和反相端的輸入電阻不相等或不匹配，導致電路的共模抑制能力很差。為了有效抑制前端電路輸出的共模信號，并實現(xiàn)對隔離器輸出信號進行放大，儀表放大器是最佳選擇。它是一種經過優(yōu)化處理的精密差分電壓放大電路，常用在惡劣環(huán)境條件下的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)中。其主要特點有：共模抑制比高、線性誤差低、輸入阻抗高、噪聲低及穩(wěn)定性好等特點。它與一般運算放大器不同的是，運算放大器閉環(huán)增益是由其反相輸入端和輸出端之間連接的外部電阻決定，而儀表放大器則是由與輸入端隔離的內部反饋電阻決定，根據(jù)這個特點，本文設計了一種放大倍數(shù)可調節(jié)的儀表放大器，如圖4所示。

為了提高匹配性，圖4中三個運算放大器采用前端V/I 轉換電路中的運放A 來設計，其中A1和A2均為同相端輸入，其具有輸入阻抗高且完全匹配，由運放的特性得兩運放的輸出電壓差：

由式(6)可知，只要確定R,R3 和R4 的值，就可以通過調節(jié)RG 的阻值來改變電壓增益。但是，R3 和R5 與R4和R6盡可能要做到嚴格的相等和匹配，否則會影響共模抑制比，降低儀表放大器的抗干擾能力。

3 電路仿真及結果分析

本電路的設計是基于CSMC 0.5 μm混合信號工藝，利用Tanner集成電路設計軟件進行電路編輯和仿真及驗證，各項參數(shù)仿真結果基本達到設計要求。

3.1 運算放大器A仿真

設計產生10 μA 電流的偏置電路，在電源電壓為5 V條件下，經過反復的仿真與調試，得到運算放大器開環(huán)頻率響應特性曲線如圖5所示。其開環(huán)增益87.6 dB,單位增益帶寬50 MHz,相位裕度62°，功耗0.945 mW.

3.2 電壓電流轉換電路仿真

由式(4)可知，V/I 轉換電路輸出電流與輸入電壓成正比，與電阻RW成反比。圖2中運算放大器反相端電壓被鉗位在電阻RW 的上端，又由于運算放大器輸出擺幅為1.3~4.7 V,晶體管Q1 的基極-射極電壓為0.75 V,所以運算放大器反相端電壓不能完全跟隨輸入電壓。要實現(xiàn)把0~5 V范圍的電壓變?yōu)?~10 mA范圍的電流，實際上是將0.55~3.9 V 的電壓轉變?yōu)?.4~10 mA 的電流。

經過仿真調試，確定電阻RW 為355 Ω，其電壓電流轉換特性曲線如圖6 所示，其中(a)~(c)分別為輸入電壓、運放反相端電壓和流過負載的電流。

3.3 儀表放大器仿真

由式(6)看出，若R3=R4,R 為一確定值，那么儀表放大器的輸出電壓就只與反饋電阻RG有關，因此，合理調節(jié)RG阻值大小，就能改變電壓放大倍數(shù)。在這里，取R=19.9 kΩ，R3=R4=100 kΩ，Vref=2.5 V,電阻RG 的調節(jié)范圍為200 Ω至無窮大，因此輸出電壓增益范圍為1~200 倍，當RG=3.98 kΩ時，增益為11,其輸入/輸出曲線如圖7所示。

當RG→∞時，即放大倍數(shù)為1 時，其共模抑制比為73 dB;當RG=200 Ω時，放大倍數(shù)為200,其共模抑制比為118 dB.

3.4 整體仿真

由圖7 可知，當流過線圈的掃描電流為-10~10 mA 時，電橋上的輸出電壓隨電流變化成直線關系，但有約2 mV的失調電壓，電橋輸出電壓與流過線圈中的電流的線性比例系數(shù)大約為3.8(V/A)。根據(jù)隔離器的電壓電流的線性關系，本文利用Tanner軟件中的CCVS_H_Element Spice 單元，通過設置輸入控制命令Vctrl和輸出電壓與控制電流的線性比例系數(shù)K 值，便可以模擬得到滿足要求的自旋閥GMR隔離器。這里將Vctrl控制端口名設置為圖2中的Vcc(此Vcc 不能與總電源電壓命名相同)，比例系數(shù)K 設為3.8,CCVS_H_Ele-ment的兩輸出端接到儀表放大器兩輸入端，設定儀表放大器的放大倍數(shù)為50.對整個電路進行瞬態(tài)仿真，輸入信號頻率為100 kHz,其仿真波形如圖8 和圖9 所示。由于圖2中電阻RW的限幅作用，波形有失真現(xiàn)象。