EMI之傳導(dǎo)，不得不學(xué)

電源產(chǎn)品在做驗證時，經(jīng)常會遭遇到電磁干擾(EMI)的問題，有時處理起來需花費非常多的時間，許多工程師在對策電磁干擾時也是經(jīng)驗重于理論，知道哪個頻段要對策那些組件，但對于理論上的分析卻很欠缺。

筆者從事開關(guān)電源設(shè)計多年，希望能藉由之前對策的經(jīng)驗與相關(guān)理論基礎(chǔ)做個整理，讓目前正從事或未來想從事開關(guān)電源設(shè)計的人員對電磁干擾防制技術(shù)能有初步的認(rèn)識。

開關(guān)電源的電磁干擾測試可分為傳導(dǎo)測試與輻射測試，一般開關(guān)電源的傳導(dǎo)測試頻段是指150K~30MHz之間，而輻射干擾的頻段是指30M~300MHz，300MHz之后的頻段一般皆不是電源所產(chǎn)生，因此大都可以給予忽略。

下面內(nèi)容章節(jié)包括開關(guān)電源的傳導(dǎo)測試法規(guī)，測試與量測方式，基本概念，抑制傳導(dǎo)干擾的濾波器設(shè)計，布線與變壓器設(shè)計等章節(jié)。

02

傳導(dǎo)測試的法規(guī)

傳導(dǎo)的法規(guī)因產(chǎn)品別的不同，其所適用之條文亦不同，一般是使用歐洲的EN-55022或是美國的FCC part15來定義其限制線，又可以區(qū)分為CLASS A與CLASS B兩種標(biāo)準(zhǔn)，CLASS A為產(chǎn)品在商業(yè)與工業(yè)區(qū)域使用，CLASS B為產(chǎn)品在住宅及家庭區(qū)域使用，筆者所設(shè)計的產(chǎn)品為3C的家用電源，傳導(dǎo)測試頻段為150K~30MHz，在產(chǎn)品測試前請先確認(rèn)申請的安規(guī)為何，不同的安規(guī)與等級會有不同的標(biāo)準(zhǔn)線。

圖1舉例為EN-55022　CLASS B的限制線圖，紅色線為準(zhǔn)峰值（QP, Quasi-peak）的限制線，粉紅色為平均值（AV, Average）的限制線，傳導(dǎo)測試最終的目的，就是測試的機臺可以完全的低于其限制線，不論是QP值或AV值；

一般在申請安規(guī)時，雖然只有在限制線下方即可申請，但多數(shù)都會做到低于2dB的誤差以預(yù)防測試場地不同所導(dǎo)致的差異，而客戶端有時會要求必須低于4~6dB來預(yù)防產(chǎn)品大量生產(chǎn)后所產(chǎn)生的誤差。

圖1

圖2

圖2為一量測后的例子，一般量測時都會先用峰值量測，因峰值量測是最簡單且快速的方法，量測儀器以9KHz為一單位，在150K~30MHz之間用保持最大值(maximum hold)的方式來得到傳導(dǎo)的峰值讀值，用此來確認(rèn)電源的最大峰值然后再依此去抓最高峰值的實際QP，AV值來減少掃描時間，圖2的藍色曲線為準(zhǔn)峰值的峰值量測結(jié)果，一般在峰值量測完后會再對較高的6個頻率點做準(zhǔn)峰值(QP)與平均值(AV)的量測，就如同圖2所標(biāo)示。

峰值與準(zhǔn)峰值的差別在于：峰值量測是不論時常出現(xiàn)或是偶爾出現(xiàn)的信號皆被以最大值的方式置在接收器的讀值中，而準(zhǔn)峰值量測是指在一時間內(nèi)取數(shù)次此頻段的脈沖信號，若某頻率的信號在一段時間內(nèi)重復(fù)出現(xiàn)率較高，才會得到較高之量測值；平均值則是對此頻段的振幅取平均值，典型的頻譜分析儀可將帶寬設(shè)定在30Hz左右來得到最真實的平均信號。

QP與AV相較于峰值，其偵測值必然較低，若一開始的峰值量測已有足夠的余度則不用再做單點的QP和AV量測。

現(xiàn)在的IC為了EMI傳導(dǎo)的防制，在操作頻率上都會做抖頻的功能，像是IC主頻為65KHz，但在操作時會以65KHz正負(fù)6K做變化，藉此來將差模倍頻的信號打散，不會集中在單一根頻率上，如果沒有抖頻功能，差模干擾在主頻的倍頻時會呈現(xiàn)單根很扎實的QP與AV，如同圖2的157KHz，儀器看到的峰值滿高的，但讀起來還仍有9dB以上的余度。

03

傳導(dǎo)的測試與量測方式

圖3為測試傳導(dǎo)的參考圖示，此為通嘉內(nèi)部的傳導(dǎo)設(shè)備圖示，待測物接仿真負(fù)載后放于桌面上，經(jīng)由一輸入線材(AC cable)連接LISN(線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò))與待測物，再將LISN的信號接至接收器，輸入線材不得與地面接觸，而待測物的負(fù)載需與待測物距離10公分，若周邊需接電源時，其電源需接獨立電源，不得與待測物使用相同電源，若電源為2PIN輸入，則輸出負(fù)載需接地以仿真系統(tǒng)下地。

LISN(線性阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò))內(nèi)部線路如圖4所示，輸入電源來源由左邊進入LISN后，經(jīng)由LF與CF來濾除電源的低頻噪聲，并由耦合電容CC與偵測電阻RSL/RSN來取得高頻信號Vsn，再將此信號經(jīng)接受器或頻譜分析儀來得到其振幅的大小(dBuV)。

圖3

圖4

請記得輸入線材不得與地面接觸，筆者曾有過輸入線材與地面接觸與否，讀值差了10dB左右的經(jīng)驗；另外，周邊儀器的電源需使用干凈且與主電源隔離的電源，否則很容易因共地而產(chǎn)生共模干擾，許多測試場地會直接拿一個延長線去使用外接電源給予周邊，但此種方式仍有可能因共地而被干擾，若能使其接至另一個LISN是個較好的方式，因LISN內(nèi)有LF與CF可作信號隔離。

04

對策EMI傳導(dǎo)的基本概念

4.1 差模(Differential mode)信號與共模(Common mode)信號

傳導(dǎo)量測接法如圖5、圖6所示，是由接收器量測L/N/GND之間的頻率與振幅大小而成，而信號存在于L與N之間的叫差模信號，如圖5所示；而信號存在于L與FG或N與FG之間的叫共模信號，如圖6所示，也可以說與FG形成回路的就叫共模信號。

一般電源的輸入來源皆是取自L與N，因此在電源的電磁干擾設(shè)計中，差模成份的抑制極為重要，尤其是前頻段150K~1MHz大多是由開關(guān)電源的主頻與倍頻出來的差模干擾。

圖5

圖6

圖7為一未對策前的傳導(dǎo)測試結(jié)果，前端為IC的操作頻率所引起的倍頻差模干擾加上本體的共模干擾所形成，由圖形可看出每根峰值之間的頻率為100KHz，可判斷此IC的操作頻率為100KHz，而測量的讀值是呈現(xiàn)由IC 100KHz的倍頻做線性衰減，因此每100KHz就有一根因IC操作頻率所造成的差模干擾信號，也可以說在前頻段時，共模信號呈線性平面下降，而差模信號則迭加在共模的上方。

圖7

圖8為相同的機臺在對策后測試結(jié)果，在對策后最差都還有6dB以上的余度，已可符合多數(shù)的客戶要求。

一般在測試時，必須測試L與N兩項，一般L與N的讀值不會差異太大，若差異很大一般都是某項的共模能量較強所致。

測試的輸入電壓則是看申請的安規(guī)來決定，一般是用110V與230V來做高低壓量測；另外，產(chǎn)品在確認(rèn)傳導(dǎo)測試時皆需要做長時間的燒機，有時會因燒機后磁性組件過熱導(dǎo)致感量異常而讓EMI變差。

圖8

4.2 電磁干擾，電場干擾與磁場干擾

電磁干擾(EMI, Electrical Magnetic Interference)可分為電場干擾與磁場干擾兩種，電場與磁場是兩種不同的性質(zhì)，但兩者之間的能量是會互相影響的，隨時間變化的電場會產(chǎn)生磁場，而隨時間變化的磁場也會產(chǎn)生電場，這些不斷同相振蕩的電場和磁場共同的形成了電磁干擾(電磁波)。

一般對于電場，我們可以用下面的電荷公式與電容公式來作解釋，

簡單來說，任何的導(dǎo)體在電場下都可等效成一個帶電的電容，其容值隨著與周邊另一個導(dǎo)體之間的距離／表面積／介質(zhì)不同而有差異；如圖9為兩導(dǎo)體之間的電容圖示，綠色導(dǎo)體與藍色導(dǎo)體所等效的電容如圖10所示，根據(jù)電容公式，容值會因兩導(dǎo)體之間的距離愈遠而變小，也會因兩導(dǎo)體之間的截面積愈大而增大，而兩導(dǎo)體之間的介質(zhì)(介電系數(shù))也會影響容值的大小。

圖9

圖10

當(dāng)電容二端的電位在時間之內(nèi)存在一電壓差時，則會根據(jù)電荷公式(電壓／時間的變化，如圖12)而產(chǎn)生一電流，如圖11紅色箭頭所示，而任何產(chǎn)生的電流必需經(jīng)由另一路徑回到自己出發(fā)時的位置而形成一電流回路，如棕色虛線箭頭所示，此因電壓變動造成的電流回路就會引起電場干擾。

圖12

因此，改善電場干擾的方式，就是減少其回路電流的方法，根據(jù)上面兩個公式，我們可以藉由將耦合電容減小，像是減少兩個導(dǎo)體之間接觸的面積／增加其距離／變更中間的介質(zhì)等方式來減少電容效應(yīng)，或是減小電壓差或時間變化率來減少電場感應(yīng)。

而對于磁場，我們可用安培右手／法拉第定律

來解釋，當(dāng)導(dǎo)體有電流流過時，在其周圍就會依安培右手定律產(chǎn)生磁力線，如圖13所示，因電流不可能單獨存在，電流一定存在于回路之中，凡是電流流過的路徑都會產(chǎn)生磁力線，而在一般的PCB板設(shè)計中(如圖14所示)，當(dāng)電容形成一個電流回路時就會產(chǎn)生如虛線的磁力線，而磁力線經(jīng)過的導(dǎo)體會因此產(chǎn)生感應(yīng)電勢，此即為磁場干擾。

圖13

圖14

尤其是電流流經(jīng)的導(dǎo)體在沒有閉合回路的鐵心時，因磁力線無法經(jīng)由高導(dǎo)磁材料做回路，磁力線會經(jīng)由外部空氣做回路而讓周圍產(chǎn)生磁場(漏磁通)，圖15所示為一般變壓器的磁力線，大多數(shù)的磁力線皆會經(jīng)由高導(dǎo)磁材料(鐵心)。

但在中間有氣隙的地方就會有許多漏磁通產(chǎn)生(如圖16虛線所示)，而也有少部分漏磁通會經(jīng)過與變壓器垂直的地方，因此若有組件在變壓器的正上方或下方，是很容易被此漏磁通干擾的。

圖15

圖16

因此，改善磁場干擾的方式，包括兩部份，一是減少磁力線的能量，包括改變電流振幅／時間變化率等，另一是減少磁力線的影響，包括縮小電流回路，拉開兩者之間的距離，導(dǎo)體面積等方法。

電場耦合效應(yīng)如圖17所示，在PCB板上有兩導(dǎo)體時會有一等效電容效應(yīng)，而當(dāng)左端的布線有一時變電壓產(chǎn)生時，其右邊的導(dǎo)體會因電場耦合效應(yīng)而產(chǎn)生一耦合電流，此耦合電流即是因電場效應(yīng)所產(chǎn)生的電場干擾。

磁場耦合效應(yīng)如圖18所示，在PCB板上有兩導(dǎo)體回路時，當(dāng)左邊的回路有一時變電流產(chǎn)生，其右邊的回路也會因磁場耦合效應(yīng)而產(chǎn)生一耦合電壓(感應(yīng)電勢)，此電壓即是因磁場效應(yīng)所產(chǎn)生的磁場干擾。

圖17

圖18

產(chǎn)生電場干擾的原因，在于帶電體的電荷重新分布，因電荷改變后會讓電容兩端的電壓改變而不斷的充放電。產(chǎn)生磁場干擾的原因，在于流過導(dǎo)體的電流在不斷改變，即電流產(chǎn)生的磁力線會使周圍導(dǎo)體感應(yīng)出電動勢，造成磁場干擾。

電場與磁場的干擾起源于快速的能量(電壓／電流)變化；而快速的能量變化可分兩部份，一是能量本體的頻率(變化率)，一是能量本體的振幅(大小)，而對策電磁干擾的方式不外兩種，一是對策能量本體，像是抑制此能量的振幅或是改變其變化率，像是緩沖器，導(dǎo)通(截止)速度，更換組件的速度，變壓器設(shè)計等。

另一是截斷干擾的耦合路徑，將干擾源封閉在電源本體里面，像是用LC濾波器，銅箔，外殼等，不論使用何種方式，目的都是為了達到電磁干擾可以通過法規(guī)的需求。

4.3 寄生組件的影響

在實際的電源產(chǎn)品中，到處都充滿了寄生組件，包括組件本體的寄生組件與布線組成的寄生成分。當(dāng)頻率到MHz時，nH的電感與pF的電容會對EMI產(chǎn)生非常大的影響。

以一個環(huán)形電感來舉例，多數(shù)的工程師只在意它的Al值，即繞了幾圈后可以得到多少的感量，卻沒有去考慮到他的等效電容(ESC)與等效電阻(ESR)，而在電磁干擾的領(lǐng)域，此等效電容與等效電阻卻非常重要；理想的磁性組件，其阻抗應(yīng)與頻率成正比(Xl=2*pi*f*L)，即頻率愈高時其阻抗愈高，但在實際應(yīng)用里，組件的等效電容卻會抑制其阻抗特性。

如圖19為一電感的阻抗與頻率曲線，在頻率低于共振點時，其阻抗會因頻率上升而增加，但在過了共振點(Fr)后，阻抗卻會因頻率上升而變小，而無法達到預(yù)期的抑制效果。

圖19

筆者在對策電磁干擾時將頻段分為二部份, 10M以下的頻段與10M以上的頻段，在10M以下的頻段, 其對策與變壓器/濾波器/布線/結(jié)構(gòu)等較相關(guān), 而在10M以上的頻段, 其對策與變壓器/布線/濾波器/緩沖器(Snubber&Bead)/開關(guān)組件與速度/屏敝等較相關(guān), 因布線/濾波器/變壓器在高低頻皆會影響，因此筆者在此先針對布線/濾波器/變壓器等(10M以下)先做介紹。

05

布線(Layout)設(shè)計概念

由之前的介紹可知，電場干擾與磁場干擾是電磁干擾里最大的干擾源，不但布線的走線會大大的影響電場與磁場的耦合路徑，也會因布線的寄生組件而影響電源的特性，因此良好的布線方式是從事電源設(shè)計不可缺少的能力之一，不但多數(shù)的電性問題皆因不良的布線導(dǎo)致，電磁干擾的好壞也與布線習(xí)習(xí)相關(guān)，不論是傳導(dǎo)或輻射。

多數(shù)的布線工程師并不知道怎樣的走線方式較好，而只認(rèn)為每個節(jié)點都接到即可，愈資深的工程師則愈會對布線有所要求，以作者的經(jīng)驗，60%以上的電性不良皆是因布線所致，而在此將布線的基本概念概述如下：

5.1 安規(guī)距離與制程要求

此為最基本要求，任何產(chǎn)品皆需要達到安規(guī)規(guī)范，而不同的產(chǎn)線也會有不同的制程要求，像是組件本體大小，各組件之間的距離，接點大小，白漆…等，一般此規(guī)范會由各家布線工程師管控，因此在這里不做多述。

5.2 電源路徑與信號路徑需分開

在開關(guān)電源設(shè)計里，信號可分為大電流與小電流的，以 反激式(flyback)架構(gòu)為例，大電流是由輸入電源進來至濾波器，橋式，大電容，變壓器，初級側(cè)開關(guān)，次級側(cè)二極管，輸出電容到輸出線材等走大電流的路徑稱為電源路徑(power trace)；而走小電流的路徑就稱為信號路徑(signal trace)，像是IC周邊的組件或回授電路。

電壓愈大會有較大電場的產(chǎn)生，而電流愈大則會有愈大磁場的產(chǎn)生，而周邊組件，特別是良導(dǎo)體愈靠近此電場或磁場就會耦合愈大的能量，因此在做布線安排時，盡量讓電源路徑與信號路徑分開來走，以免信號路徑被干擾產(chǎn)生誤動作，也避免干擾源藉由其他導(dǎo)體放大其干擾信號，在此將電源路徑與信號路徑分別說明如下：

5.2.1 電源路徑的基本概念

把布線的路徑想象成一條水流(即電流)，水流自然會往河流愈寬的地方流(走線愈粗的地方)，而且也自然會往低處流(往目標(biāo)，即輸出端流)，在電源路徑上的組件皆應(yīng)該照順序流過，否則會大大地衰減其作用。

電容是儲存電荷的組件，愈大的電容可儲存愈多的電荷，因此在看電源路徑時，可視電流由電容正端出發(fā)，經(jīng)由開關(guān)組件的回路后再回到電容的負(fù)端形成開關(guān)回路。

圖20為一升壓加反激(PFC+Flyback)架構(gòu)的例子，PFC前端會有一顆小電容，PFC會由此電容形成一導(dǎo)通回路(綠色箭頭)經(jīng)電感，MOSFET，Rsense回小電容，與截止回路(紫色箭頭)經(jīng)電感，二極管，大電容回小電容；即電流由電容的正端出發(fā)，經(jīng)一回路之后再回到電容的負(fù)端；

同理，F(xiàn)lyback由大電容的正端開始，經(jīng)變壓器，MOSFET，Rsense后再回到大電容負(fù)端；輸出則由變壓器的正端，經(jīng)輸出二極管，輸出電容后回到變壓器的負(fù)端。

圖20

因電源路徑有很大的電流與電壓變動，因此在布線時要注意，流過大電流的回路會產(chǎn)生磁場輻射，因此大電流的走線要盡量短與粗，尤其是次級側(cè)。

高電壓開關(guān)的走線則要盡量減少其面積以減少電場效應(yīng)，并盡量減少其相臨的導(dǎo)體面積與之間的距離以減少等效電容，圖21與22為量測反激式變壓器兩端的電壓波形，由波形可知在MOSFET的Drain端與Diode的正端有很大的電壓變化量，因此在布線時此兩點的布線面積要盡可能的小，也盡量遠離其他的導(dǎo)體以避免電場效應(yīng)。

圖21

圖22

有時因為布線的考慮，無法將回路變的很短，這時我們可以靠高頻電容來幫忙，像是在大電解電容同電位上并聯(lián)一個陶質(zhì)(高頻)電容，因多數(shù)的電解電容是低頻組件，而并聯(lián)的高頻電容可以提供開關(guān)時的高頻電流，此電容可放在如圖23所示的位置。

在PFC端可在二極管后端并一顆小電容且靠近PFC MOSFET的地，縮短PFC截止時的回路，而Flyback端則可以在靠近變壓器正與Rsense負(fù)端并一顆電容來形成較短的回路；愈短的回路可以減少電場導(dǎo)體與磁場回路的面積來得到更好的EMI效果。

圖23

5.2.2 信號路徑的基本概念

凡不是電源路徑(Power trace)，皆可稱為信號路徑(Signal trace)，因IC是擷取電源路徑里的電壓／電流信號來維持系統(tǒng)的穩(wěn)定，因此在信號路徑里最重要的就是從擷取信號源到各IC 腳端時是否干凈以利IC運作。

在電磁干擾的領(lǐng)域里，信號路徑一般需注意兩點，一是輔助繞組(Vcc)回路，一是小信號回路。

輔助繞組回路如圖24所示，在此舉例的IC為通嘉的6 PIN IC(LD7538)，其輔助繞組回路是由變壓器的輔助繞組繞組，二極管，電解電容先形成一開關(guān)回路再接至IC，就如同二次側(cè)的切換回路一般，讓此開關(guān)回路越短越好。

IC的供電腳與地腳旁邊通常需并聯(lián)一顆MLCC小電容(0.1uF)，此電容越近IC越好，因此電容是高頻電容，IC在驅(qū)動MOSFET時會由此電容抽能量，且其他噪聲在進IC前可先被此電容過濾一次，不論此噪聲是經(jīng)由偏壓回路或是地的回路皆有過濾作用。

圖24

小信號回路是指IC的各個出腳端，信號愈小的腳位愈容易被干擾，IC在運作時不外乎偵測電壓或電流信號，電壓信號是由此腳位與地之間形成的電壓準(zhǔn)位來做判定，而電流信號則是由擷取信號端到IC腳位上的電流大小來決定，因信號愈小愈容易被外來的信號所干擾，尤其是不到1V的電壓信號或是不到1mA的電流信號，所以在布線時要非常小心此小信號的走線。

另外，IC驅(qū)動MOSFET的柵極回路里也會回到IC的地而形成一電源回路，因為了減少開關(guān)損失，IC流入或流出MOSFET的柵極電流有時會超過1A以上，因此IC的輸出至MOSFET的柵極與IC至地的走線也很重要，其回路就如同下圖粉紅色所示。

在此以反激式架構(gòu)來做說明，反激式簡圖如圖25所示，MOSFET下方會串聯(lián)一電阻(Rsense)來做電流偵測，其偵測的信號通常都很小來達到低功率損失（<1V），因此布線時要注意此電阻正端截取的信號線，若此信號線在回IC前有加電阻與電容的低通濾波器(RC filter)。

則此電阻電容要愈靠近IC愈好，如此可讓任何外來的噪聲在進IC前皆被此濾波器衰減過，而電阻的負(fù)端(GND)回IC的路徑也是愈短愈粗愈好，因IC是偵測電阻兩端的電壓來運作，路徑愈短可以減少寄生電感的效應(yīng)而讓IC看到愈真實的信號。

圖25

因IC的信號一般都較小，很容易受到外來的干擾而產(chǎn)生誤動作，因此在布線時除了要注意與電源路徑的距離外，也需注意與任何會產(chǎn)生干擾的組件，像是與磁性組件的磁力線會影響到的周邊，或是電源輸入線材周邊等高壓電位都是需注意的地方。

電源與信號路徑有一個共同接點：GND，地的走線對EMI影響非常大，參考的地回路接線方式如圖26所示。

圖26

橙色線為Y電容建議連接法，讓輸出的地經(jīng)由Y電容直接連至橋式整流器的負(fù)端，讓雷擊或ESD的能量可以快速的經(jīng)由Y電容通過。

綠色線為輔助回路的建議接法，讓電解電容直接回變壓器的地，再單獨接至大電容的地。

紅色部份為IC的地建議接法，因MOSFET下方的電阻是電源路徑(會走大電流)，要盡量的靠近大電容來形成較小的電流回路，再由大電容拉一條線至輔助繞組的積層陶瓷電容(MLCC)，再進入IC的地。

而其他IC周邊組件的地，即以MLCC電容為中心連接點，此接法一般稱為心臟接地，即以此電容為心臟中心，IC周邊下地點都接回至此電容，如此任何的地信號要進入IC的地之前，都可以先被此MLCC電容過濾成較干凈的信號。

在布線時，任何大面積的導(dǎo)體都需要特別留意，包括散熱片／外殼／輸入／輸出線材等，這些導(dǎo)體如同一天線，會放大任何在上面的信號，不但這些組件所接的位置非常重要，其經(jīng)過的路徑也需注意；

一般來說，散熱片與外殼不可空接，否則其很容易與周邊組件耦合電場效應(yīng)而產(chǎn)生高頻干擾，一般會使其接一較干凈，在運作時不會有電位差的電位(GND)。

在此建議的布線方式并不是最好的方式，因不同的變壓器設(shè)計與布線不同，在EMI里的結(jié)果也會有差異，有時必需將干擾源抑制在二次側(cè)或初級側(cè)，有時則必需將干擾源由Y電容或其他組件導(dǎo)出以得到較佳的EMI，因此在此只提出一個布線的設(shè)計參考，使用者在對策EMI時仍需做不同的布線方式來得到最佳的EMI效果。

06

EMI濾波器設(shè)計概念

6.1 基本概念

在開關(guān)電源的設(shè)計里，為了對策傳導(dǎo)干擾大都會在輸入端前端加入EMI濾波器，因傳導(dǎo)測試是由AC端來做量測，因此濾波器愈靠近接收器效果愈好(讓所有的干擾都可經(jīng)由濾波器做衰減)，而一般濾波器是經(jīng)由電感與電容組合而成的二階低通濾波器。

如圖27所示，當(dāng)干擾信號在經(jīng)過接收器之前，由電感與電容組成的二階低通濾波器來衰減高頻信號，由圖28可知，愈大的濾波電感或電容，可以讓諧振頻率點往前移而衰減更多高頻信號。

圖27

6.2 耦合路徑

在濾波器設(shè)計上，需確認(rèn)要衰減的路徑是差模還是共模，如圖29所示為常用的EMI濾波電路，藍色回路為差模濾波器，左邊為L1與X1，右邊則由L2與C1所組合而成的差模低通濾波器，紫色回路則為共模濾波器，分別由上端的L1與Y1，L1與Y2組合而成。

圖29

6.3 實際的濾波器考慮

理想的濾波器很容易理解，高頻干擾經(jīng)過低通濾波后衰減其高頻信號。但在實際應(yīng)用里，電感或電容愈大，有時并不一定有較好的EMI效果，甚至有時還會較差，這是為什么？

因真實的電感或電容，必需考慮到組件內(nèi)部的等效電路，像是理想的電容，其阻抗會隨著頻率增加而減少，但在實際的電容器內(nèi)部會有ESL與ESR，當(dāng)頻率與阻抗曲線在超過自諧振頻率點(Fr)之后，其阻抗反而會因ESL的效應(yīng)而導(dǎo)致頻率愈高，阻抗愈大。

下面就對濾波電感與電容個別來做介紹：

電容：圖30為一電容的等效電路，Ｌ為等效電感，Rs為等效串聯(lián)電阻，Rp為等效并聯(lián)電阻，Ｃ為其電容值

圖30

實際的電容器除了電容值外，仍必需考慮其等效電感與等效電阻的影響，其特性曲線如下圖所示，電容的XL是由其內(nèi)部的ESL所造成，因電容是由二片金屬板繞制而成，因此容值愈大，其ESL也會愈大，也因此Fr也會在愈前面，當(dāng)頻率過了Fr后，其阻抗會由電容性改為電感性。

由圖31的阻抗等效圖可以看出，電容器在低頻時，確實是由電容所主導(dǎo)，頻率增加而阻抗降低，但在過了Fr后，阻抗特性開始由電感(ESL)所主導(dǎo)，頻率增加后阻抗反而會上升，在此頻段的電容呈現(xiàn)一個電感的特性。

圖31

在此舉例一0.47uF的X電容如下圖32所示，左邊為其外型與等效內(nèi)部電路，右邊則為等效內(nèi)部阻抗與頻率曲線圖，量測得知其等效電感為0.45nH, 等效電阻為0.05ohm，我們可以看出其阻抗在1.09MHz之前是呈電容性下降，在1.09MHz時呈現(xiàn)急速下降至ESR的位置，并在1.09MHz后呈現(xiàn)電感性上升，轉(zhuǎn)折頻率點為

與圖中轉(zhuǎn)折點相同(此圖為示意圖，詳細曲線圖請確認(rèn)電容器廠商規(guī)格書或用LCR設(shè)備量測)。

圖32

所有的電容其實都有此頻率特性曲線，像是圖33為一相同類型但不同容質(zhì)所得出的阻抗與頻率曲線，由此圖形可知，不同的容質(zhì)會因其容質(zhì)與ESL不同而有不同的共振頻率點與與頻率曲線。

圖33

一樣MLCC的電容，也會因為其介電系數(shù)的不同而影響阻抗特性曲線，如圖34所示為Z5U與NPO(相同容值)所呈現(xiàn)出來的阻抗與頻率曲線。

另外，相同材質(zhì)與容質(zhì)，也會因不同的包裝影響其ESL而有不同的阻抗特性曲線，如圖35為相同容值與材質(zhì)，但包裝不同(0402/0603/0805)所呈現(xiàn)出來的阻抗與頻率曲線。

圖34

圖35

由上面的阻抗與頻率特性曲線可得知，在對策不同頻段的電磁干擾時，必須考慮不同材質(zhì)，不同包裝的電容在此頻段時的阻抗特性為何，并依此來選擇電容器才能達到預(yù)期的效果。

電感：圖36為電感的等效電路，Rs為等效電阻，Ｃ為等效電容，Ｌ則為其電感量。

圖36

與電容器相似，其頻率特性曲線如圖37所示，在轉(zhuǎn)折頻率點以下時是由電感所主導(dǎo)，但過了轉(zhuǎn)折頻率點之后，會由電感的等效電容主導(dǎo)，當(dāng)頻率愈高時阻抗反而愈小。感量愈大的電感，因其必需繞制更多圈數(shù)來得到其所需的感量，因此更多的圈數(shù)會導(dǎo)至更大的寄生電容，轉(zhuǎn)折頻率點也會較為前面。

而在高頻時的衰減能力也會較差，如圖38所示為三顆相同環(huán)形鐵心繞制不同圈數(shù)后得出的阻抗頻率特性曲線，L1最多圈因此在前頻段時上升最快，但也因寄生電容最大而最快被衰減。

另外，電感的等效電容與電感的繞法／圈數(shù)有很大的關(guān)系，一般是圈數(shù)愈多會有愈大的等效電容，但電感的繞制可以用繞法的不同，像是十字繞法，蝴蝶繞法…等方式，用相同的電感但不同的繞法來得到相同感量但減少其等效電容，藉此來得到較佳的EMI效果。

圖37

圖38

07

變壓器在傳導(dǎo)的設(shè)計概念

一般工程師對變壓器的觀念，就是用銅線在鐵粉心的鐵心上繞線，并根據(jù)不同的圈數(shù)與感量，可得到不同的工作周期，電流變化率與MOSFET/DIODE的電壓應(yīng)力；但在EMI的領(lǐng)域里，變壓器的設(shè)計就沒有這么簡單，經(jīng)驗豐富的工程師都知道良好的變壓器設(shè)計在EMI里占有舉足輕重的地位，下面就一一來介紹：

7.1 變壓器的基本概念

一般開關(guān)電源的變壓器皆是使用鐵粉心(Ferrite Core)制成其鐵心，再由線圈繞制在鐵心上而成，以圖39左邊所示為一線圈繞制在鐵心中間時，因電流在鐵心里所產(chǎn)生的磁通方向。

圖39

如圖40與41簡易的反激式線路圖與波形，此為一65W在230V輸入時的工作情形，量測變壓器初級與次級側(cè)(如圖所示探棒位置)，因開關(guān)電源是靠開關(guān)做快速開關(guān)來得到穩(wěn)定的輸出，當(dāng)MOSFET開關(guān)關(guān)斷時，初級開關(guān)的Drain pin會由低電壓提升至高電壓，同時次級二極管端也會同樣的由低壓至高壓。

但初級側(cè)電壓的電位差會遠高于次級側(cè)電壓，由之前的觀念可知道，兩導(dǎo)體之間會有耦合電容，而此電容會因電位差而產(chǎn)生一電流，如圖42所示，當(dāng)初級側(cè)導(dǎo)體的電壓高于次級側(cè)時，將會有一電流由初級側(cè)導(dǎo)體經(jīng)由耦合電容流入次級側(cè)(如綠色箭頭)；

同理，當(dāng)開關(guān)導(dǎo)通時，初級與次級導(dǎo)體的電壓會由高電壓降低至低電壓，由于初級側(cè)的電位差比次級側(cè)較大，因此這時也會有一電流由次級側(cè)導(dǎo)體流入初級側(cè)(如紫色箭頭)。

圖40

圖41

圖42

在成型的變壓器鐵心內(nèi)部會有多數(shù)銅線繞制而成，其結(jié)構(gòu)圖如圖43所示，此為一三明治繞法的變壓器，紫色為變壓器鐵心，藍色為初級側(cè)銅線，棕色為二次側(cè)銅線，繞制順序為：最內(nèi)層由MOSFET的Drain pin開始由下往上繞，接著再繞二次側(cè)，最后再接著初級的線圈由上往下繞下來，達成三明治繞法（將二次側(cè)夾在內(nèi)層），但初級導(dǎo)體與次級導(dǎo)體之間因距離很靠近，所以在兩者之間會有耦合電容的產(chǎn)生，就如紅色電容所示。

由剛才的波形可得知，MOSFET的Drain pin與二極管的A端是電壓變動率最大的地方，而變壓器線圈的另一邊是靜點（因直接連接電容，電壓無法瞬間變化），所以內(nèi)部線圈的電位差是由變化量最大的一端往另一端減小，就如圖44紫色所標(biāo)示一樣，線圈愈靠近MOSFET的Drain pin或是二極管的A端有較大的電位差，而電位差的變動量隨著往另一端愈近而愈小。

圖43

圖44

因此在實際的變壓器繞制上，都會建議變壓器最內(nèi)層是由電位差變化最大的點開始起繞，讓愈外層的銅線其電位差愈小，如此可讓最內(nèi)層高壓變化的電場被其他相對電位較小的導(dǎo)體包覆在里面來減低其對外的輻射效應(yīng)。

另外，在做變壓器設(shè)計時，若一開始就可以考慮此因繞組電位差所導(dǎo)致的電場效應(yīng)，將可大大地減少EMI除錯時間。

除了介于初級與次級側(cè)之間的層間電容之外，初級側(cè)本身與次級側(cè)本身之間也會存在著耦合電容如圖45紅色所示，而在變壓器線路里其等效的寄生電容如圖46所示，紅色為介于初級與次級之間，黃色則為初級本身與次級本身。此電容量會隨著圈數(shù)的增加而上升，而此電容量也會引起高頻電場干擾。

圖45

圖46

7.2 內(nèi)銅

因介于變壓器初級側(cè)與次級側(cè)的耦合電容會引起嚴(yán)重的電場干擾，因此一般會在初級側(cè)與次級側(cè)之間做電場隔離來減少電場效應(yīng)，一般使用的方式是在初級與次級之間加一層內(nèi)銅箔或是銅線做電場隔離，如圖47所示為加了銅箔的變壓器，內(nèi)銅箔介在初級與次級之間，由高電位差引起的耦合電流大部份會經(jīng)過紅色的耦合電容至銅箔而形成另一個回路，大大地減少了耦合至另一側(cè)的耦合電容。

若將此銅箔下PIN回初級側(cè)(可以是地或是高壓)，相當(dāng)于初級側(cè)產(chǎn)生的高電位差，經(jīng)由電容效應(yīng)到銅箔上，再經(jīng)由銅箔回到初級側(cè)本身，形成一初級側(cè)的電流回路，幫助初級側(cè)電場電流回到初級側(cè)而做到電場隔離；如此只剩下少部分的如圖48黃色的耦合電容，大大地減少電容效應(yīng)來達到減少電場干擾的作用。

圖47

圖48

7.3 Y電容

一般在變壓器的初級與次級側(cè)，我們都會在兩端的地之間放一顆Y電容，而此Y電容的作用也與上述的一二次側(cè)耦合電容相關(guān)；如圖49線路所示，紅色的Y電容介在初次級側(cè)之間，而初級側(cè)電壓變動所導(dǎo)致的電容效應(yīng)，即耦合至次級側(cè)的電流，可以多了一個路徑，即經(jīng)由此Y電容回到初級側(cè)，大大的減少共模路徑的干擾。（若沒有此Y電容，則大部份的耦合電流都會經(jīng)由大地FG回至初級側(cè)）

也因為Y電容是給予初級次級側(cè)一路徑，因此連接的位置與大小也很重要，電容Xc的阻抗為1/2*π*f*c，代表頻率愈高時，其阻抗愈低，高頻信號愈可以由Y電容流入另一側(cè)，但決定的因素卻是因變壓器與布線不同而有不同差異，因?qū)Σ哂袝r需將干擾源留在內(nèi)部較好，有時卻是將其流入外部較好，因此不同的案子都必需對Y電容做些調(diào)整。

圖49

7.4 漏磁

變壓器的漏感(漏磁通)不但會造成初級側(cè)開關(guān)Vds過高，也會對EMI產(chǎn)生很大的影響。

一般開關(guān)變壓器的鐵粉心里都沒有氣隙，因此實際使用時都會因飽和問題而將鐵心磨氣隙，而漏磁最大的地方就在氣隙周邊，在設(shè)計時要盡量選擇將氣隙放在變壓器內(nèi)部中心處的鐵心，再用導(dǎo)體或銅箔做屏敝來減低其漏磁的影響，而氣隙中間的漏磁通如圖50虛線所示。

除了氣隙外，雖大部份的磁通會經(jīng)由導(dǎo)磁路徑（即變壓器鐵心）形成一回路，但仍會有些許漏磁會在變壓器外部形成漏磁通，此漏磁通如圖50藍色箭頭所示，漏磁產(chǎn)生的磁場干擾很容易會影響周圍的導(dǎo)體或組件。而減少干擾的方法，一是對變壓器進行磁場屏蔽，另一是盡量拉開與變壓器漏磁通之間的距離，或盡量減少在其周邊的電流導(dǎo)體面積。

圖50

7.5 外銅箔

所謂的外銅箔是在變壓器鐵心外圍包覆一銅箔，包覆方式可延著鐵心包覆或是延著線包包覆，也可以同時包覆鐵心與線包（十字包法），簡易如圖51所示，左邊為鐵心包覆，中間為線包包覆，右邊則為十字包法，而銅箔兩端接觸后需相連并下地，如此不但可作電場屏蔽也可作磁場屏蔽。

非導(dǎo)磁材料一般是無法對磁通有屏蔽作用的，但銅箔是良導(dǎo)體，漏磁通穿過銅箔時會產(chǎn)生渦流，而渦流產(chǎn)生的磁場正好可抵消變壓器的漏磁通，如此來抑制漏磁所造成的磁場干擾。而銅箔的良導(dǎo)體特性也會抑制電場耦合效應(yīng)，就如內(nèi)銅箔的作用一樣。

圖51

08

對策EMI——傳導(dǎo)的方法

在做傳導(dǎo)測試時，可先依下面做些確認(rèn)。

8.1 確認(rèn)測試方式

首先必須確認(rèn)測試方式是否正確，不正確的測試方式會浪費很多時間，確認(rèn)的地方包括測試法規(guī)為何／測試電壓為何(不同國家有不同電壓輸入)／待測物是系統(tǒng)或是仿真負(fù)載／系統(tǒng)的工作模式(是否過載或動態(tài)負(fù)載)／系統(tǒng)的周邊(monitor，USB或硬盤)是否會造成干擾源／輸出或電源線是否需下地／外接設(shè)備的地線是否與主電源的地線有分開／是否先空掃一次確認(rèn)接收器的誤差…等等；

建議在開始對策之前，先確認(rèn)以上的測試環(huán)境是否正確，再開始做對策；筆者就有過對策一個下午后，才發(fā)現(xiàn)其中一項設(shè)定錯誤，白白浪費一個下午時間的經(jīng)驗。

8.2 確認(rèn)導(dǎo)體的天線效應(yīng)

任何的導(dǎo)體在測試EMI時都會有天線效應(yīng)，因此建議使用客戶量產(chǎn)所用的線材，包括輸入線材與輸出線材(不同的線材會有些許的差異)，而散熱片一般會下地(或一參考電位)，外面有鋁殼或金屬導(dǎo)體時也要下地，避免導(dǎo)體因電場或磁場效應(yīng)而產(chǎn)生干擾，成品的組件組裝上也需注意是否有遠離干擾源，任何導(dǎo)體經(jīng)過磁性組件周邊時也要注意磁性組件漏磁通所帶來的干擾。

8.3 在150KHz~10MHz的頻段一般是由操作頻率的倍頻差模信號加上共模信號所組成，一般對策方式為修改EMI低通濾波器／變壓器耦合路徑／Y電容大?。季€方式等來做對策，可依文章前面所述方法做確認(rèn)。

09

結(jié) 語

電磁干擾(EMI)的防制在電源設(shè)計里是門很重要的學(xué)問，此篇文章將EMI傳導(dǎo)的法規(guī)，量測法做介紹，并解釋傳導(dǎo)的一些基本概念，包括電場干擾與磁場干擾等，并分析布線，EMI濾波器與變壓器設(shè)計對EMI的干擾等。

所有的EMI問題，其實皆因高速的電壓變動所產(chǎn)生的電場干擾，或是高速的電流變動所產(chǎn)生的磁場干擾，并搭配組件或布線的高頻路徑(包括寄生電感與電容)所產(chǎn)生，因此只要知道開關(guān)電源的電場與磁場來源，并知道各組件內(nèi)部的等效電路與布線路徑，就可以知道用怎樣的方式可得到較佳的EMI結(jié)果。