開關電源的建模和環(huán)路補償設計（下）

圖 16：具內部電流環(huán)路和外部電壓反饋環(huán)路的電流模式轉換器方框圖

圖 17：峰值電流模式控制信號波形

圖 18：具閉合電流環(huán)路的新功率級轉移函數 GCV(s)

電感器電流信號可以直接用一個附加的 RSENSE檢測，或者間接地通過電感器繞組 DCR 或 FET RDS(ON)檢測。電流模式控制還提供其他幾項重要的好處。如圖 17 所示，既然電感器電流以逐周期方式、通過放大器輸出電壓檢測和限制，那么系統(tǒng)在過載或電感器電流飽和時，就能夠更準確和更快速地限制電流。在加電或輸入電壓瞬態(tài)時，電感器浪涌電流也受到了嚴格控制。當多個轉換器 / 相位并聯時，通過將放大器 ITH 引腳連到一起，憑借電流模式控制，可以在多個電源之間非常容易地均分電流，從而實現了一個可靠的多項 (PolyPhase) 設計。典型電流模式控制器包括凌力爾特公司的 LTC3851A、LTC3833 和 LTC3855 等。

峰值與谷值電流模式控制方法

圖 16 和 17 所示的電流模式控制方法是峰值電感器電流模式控制。轉換器以固定開關頻率 fSW工作，從而非常容易實現時鐘同步和相位交錯，尤其是對于并聯轉換器。然而，如果在控制 FET 柵極關斷后，緊接著就發(fā)生負載升壓瞬態(tài)，那么轉換器就必須等待一段時間，這段時間等于 FET 斷開時間 TOFF，直到下一個時鐘周期響應該瞬態(tài)為止。這個 TOFF延遲通常不是問題，但是對于一個真正的快速瞬態(tài)系統(tǒng)，它卻很重要。此外，控制 FET 的最短接通時間 (TON_min) 不可能非常短，因為電流比較器需要噪聲消隱時間以避免錯誤觸發(fā)。對于高 VIN/VOUT降壓比應用而言，這限制了最高開關頻率 fSW。此外，峰值電流模式控制還需要一定的斜率補償，以在占空比超過 50% 時保持電流環(huán)路穩(wěn)定。對于凌力爾特公司的控制器而言，這不是個問題。凌力爾特的控制器通常有內置自適應斜率補償，以在整個占空比范圍內確保電流環(huán)路穩(wěn)定性。LTC3851A 和 LTC3855 是典型的峰值電流模式控制器。

谷值電流模式控制器產生受控 FET 接通時間，并一直等待直到電感器谷值電流達到其谷值限制 (VITH)以才再次接通控制 FET。因此，電源可以在控制 FET 的 TOFF時間響應負載升高瞬態(tài)。此外，既然接通時間是固定的，那么控制 FET 的 TON_min可以比峰值電流模式控制時短，以允許更高的 fSW，實現高降壓比應用。谷值電流模式控制不需要額外的斜率補償就能實現電流環(huán)路穩(wěn)定性。然而，使用谷值電流模式控制時，因為允許開關周期 TS變化，所以在示波器上，開關節(jié)點波形可能出現更大的抖動。LTC3833 和 LTC3838 是典型的谷值電流模式控制器。

為具備閉合電流環(huán)路的新功率級建模

圖 19 顯示，通過僅將電感器作為受放大器 ITH 引腳電壓控制的電流源，產生了一個簡化、具內部電流環(huán)路的降壓型轉換器功率級的一階模型。類似方法也可用于其他具電感器電流模式控制的拓撲。這個簡單的模型有多好? 圖 20 顯示了該一階模型和一個更復雜但準確的模型之間轉移函數 GCV(s) = vOUT/vC的比較結果。這是一個以 500kHz 開關頻率運行的電流模式降壓型轉換器。在這個例子中，一階模型直到 10kHz 都是準確的，約為開關頻率 fSW的 1/50。之后，一階模型的相位曲線就不再準確了。因此這個簡化的模型僅對于帶寬較小的設計才好用。