IGBT在逆變電路中的測試與仿真，IGBT逆變器緩沖定律

　　IGBT在逆變電路中的設計與仿真：

　　1. 前言

　　全僑式逆變電路應用廣泛，國內(nèi)外許多廠家的焊機都采用此主電路結(jié)構(gòu)。全橋式電路的優(yōu)點是輸出功率較大，要求功率開關(guān)管耐壓較低，便于選管。在硬開關(guān)僑式電路中，IGBT在高壓下導通，在大電流下關(guān)斷，處于強迫開關(guān)過程，功率器件IGBT能否正?？煽渴褂闷鹬陵P(guān)重要的作用。

　　驅(qū)動電路的作用就是將控制電路輸出的PWM信號進行功率放大，滿足驅(qū)動IGBT的要求。其性能直接關(guān)系到IGBT的開關(guān)速度和功耗、整機效率和可靠性。隨著開關(guān)工作頻率的提高，驅(qū)動電路的優(yōu)化設計更為重要。

　　2. 硬開關(guān)全橋式電路工作過程分析

　　全橋式逆變主電路由功率開關(guān)管IGBT和中頻變壓器等主要元器件組成，如圖1所示快速恢復二極管VD1~VD4與lGBT1～IGBT4反向并聯(lián)、承受負載產(chǎn)生的反向電流以保護IGBT。IGBT1和IGBT4為一組，IGBT2和IGBT3為一組，每組IGBT同時導通與關(guān)斷，當激勵脈沖信號輪流驅(qū)動IGBT1、IGBT4和IGBT2、IGBT3時，逆變主電路把直流高壓轉(zhuǎn)換為20 kHz的交流電壓送到中頻變壓器，經(jīng)降壓整流濾波輸出。

　　圖1 全橋式逆變電路

　　全橋式逆變器的一大缺陷就是存在中頻變壓器偏磁問題，正常工作情況下，功率開關(guān)器件在工作前半周與后半周導通脈寬相等，飽和壓降相等，前后半周交替通斷，變壓器磁心中沒有剩磁。但是，如果IGBT驅(qū)動電路輸出脈寬不對稱或其他原因，就會產(chǎn)生正負半周不平衡問題，此時，變壓器內(nèi)的磁心會在某半周積累剩磁，出現(xiàn)“單向偏磁”現(xiàn)象，經(jīng)過幾個脈沖，就可以使變壓器單向磁通達到飽和，變壓器失去作用，等效成短路狀態(tài)。這對于IGBT來說，極其危險，可能引發(fā)爆炸。

　　橋式電路的另一缺點是容易產(chǎn)生直通現(xiàn)象。直通現(xiàn)象是指同橋臂的IGBT在前后半周導通區(qū)間出現(xiàn)重疊，主電路板路，巨大的加路電流瞬時通過IGBT。

　　針對上述兩點不足，從驅(qū)動的角度出發(fā)、設計的驅(qū)動電路必須滿足四路驅(qū)動的波形完全對稱，嚴格限制最大工作脈寬，保證死區(qū)時間足夠，

　　3. IGBT的開關(guān)過程動態(tài)分析

　　IGBT是MOSFET與雙極晶體管的復合器件，其驅(qū)動與MOSFET驅(qū)動相似，是電壓控制器件，驅(qū)動功率小。但IGBT的柵極與發(fā)射極之間、柵極與集電極之間存在著結(jié)間電容，在它的射極回路中存在著漏電感，由于這些分布參數(shù)的影響，使得IGBT的驅(qū)動波形與理想驅(qū)動波形產(chǎn)生較大的變化，并產(chǎn)生了不利于IGBT開通和關(guān)斷的因素。

　　IGBT開關(guān)等效電路如圖2a所示。E是驅(qū)動信號源，R是驅(qū)動電路內(nèi)陰，Rg為柵極串聯(lián)電阻Cge、Cgc分別為柵極與發(fā)射極、集電極之間的寄生電容，Le是射極回路漏電感，用電感L1與二極管VD并聯(lián)作為負載。

　　圖2 IGBT開通波形

　　IGBT開通波形見圖2b。T0時刻，IGBT處于關(guān)斷狀態(tài)，柵極驅(qū)動電壓開始上升，Uge的上升斜率上要由Rg和Cgc決定，上升較快。到t1時刻。Uge達到柵極門檻值（約4~5V），集電極電流開始上升。導致Uge波形偏離原有軌跡的因素主要有兩個：一是發(fā)射極電路中分布電感Le的負反饋作用；二是柵極-集電極電容Cgc的密勒效應。t2時刻，Ic達到最大值，集射極電壓Uce下降，同時Cgc放電，驅(qū)動電路電流增大，使得Rg和R上分壓加大，也造成Uge下降。直到t3時刻，Uce降為0，Ic達到穩(wěn)態(tài)值，Uge才以較快的上升率達到最大值。

　　IGBT關(guān)斷波形如圖2c所示。T0時刻柵極驅(qū)動電壓開始下降，到t1時刻達到剛能維持Ic的水下，lGBT進入線性工作區(qū)，Uce開始上升，對Cgc、Cge充電，由于對兩個寄生電容的耦合充電作用，使得在t1~t2期間，Uge基本不變。在t3時刻，Uce上升結(jié)束，Uge和Ic以柵極-發(fā)射極間固有阻抗下降為0。

　　通過以上分析可知，對IGBT開通關(guān)斷過程影響較大的因素是驅(qū)動電路的阻杭、Le和Cge。因此在設計驅(qū)動電路的時候，應選擇Cgc較小的IGBT，并通過合理布線、選擇合理電阻等方法改善開通與關(guān)斷的過程。

　　4. IGBT的實用驅(qū)動電路設計和實驗結(jié)果

　　對于硬開關(guān)觸發(fā)方式的全橋逆變器，四路驅(qū)動電路完全相同，但是各路之間在電路上必須相互隔離，以防干擾或誤觸發(fā)四路驅(qū)動信號根據(jù)觸發(fā)相位分為兩組，相位相反。圖3為一路柵極驅(qū)動電路，整流橋B1、B2與電解電容C1、C2組成整流濾波電路，為驅(qū)動電路提供+25V和-15V直流驅(qū)動電壓。光耦6N137的作用是實現(xiàn)控制電路與主電路之間的隔離，傳遞PWM信號。電阻R1與穩(wěn)壓管VS1組成PWM取樣信號，電阻R2限制光耦輸入電流。電阻R3、R4與穩(wěn)壓管VS3、VS4分別組成5.5V光耦電平限幅電路，分別為光耦和MOSFET管Q3提供驅(qū)動電平。Q3在光耦控制下，工作在開關(guān)狀態(tài)。MOSFET管Q1、Q2組成推挽放大電路，將放大后的輸出信號輸入到IGBT門極，提供門極的驅(qū)動信號。當輸入控制信號，光耦U導通，Q3截止，Q2導通輸出+15V驅(qū)動電壓。當控制信號為零時，光耦U截止，Q3、Q1導通，輸出-15V電壓，在IGBT關(guān)斷時時給門極提供負的偏置，提高lGBT的抗干擾能力。穩(wěn)壓管VS3～VS6分別對Q2、Q1輸入驅(qū)動電壓限幅在-10V和+15V，防止Q1、Q2進入深度飽和，影響MOS管的響應速度。電阻R6、R7與電容C0為Q1、Q2組成偏置網(wǎng)絡。其中的電容C0是為了在開通時，加速Q(mào)2管的漏極電流上升速度，為柵極提供過沖電流，加速柵極導通。

　　圖3 柵極驅(qū)動電路原理

　　IGBT柵極耐壓一般在±20V左右，因此在驅(qū)動電路的輸出端給柵極加電壓保護，并聯(lián)電阻Rge以及反向串聯(lián)限幅穩(wěn)壓管，如圖4所示。

　　圖4 柵極保護電路

　　柵極串聯(lián)電阻Rg對IGBT開通過程影響較大。Rg小有利于加快關(guān)斷速度，減小關(guān)斷損耗，但過小會造成di/dt過大，產(chǎn)生較大的集電極電壓尖峰。根據(jù)本設計的具體要求，Rg選取4.7Ω。

　　柵極連線的寄生電感和柵極與射極間的寄生電容耦合，會產(chǎn)生振蕩電壓，所以柵極引線應采用雙絞線傳送驅(qū)動信號，并盡可能短，最好不超過0.5 m，以減小連線電感。

　　四路驅(qū)動電路光耦與PWM兩路輸出信號的接線如圖5所示。

　　圖5 四路驅(qū)動電路光耦與PWM的兩路輸出信號的接線

　　實驗波形如圖6所示。圖6a是柵極驅(qū)動四路輸出波形。同時測四路驅(qū)動波形時，要在未接通主電路條件下檢測。因為使用多蹤示波器檢測時，只允許一只探頭的接地端接參考電位，防止發(fā)生短路燒壞示波器。只有檢測相互間電路隔離的電路信號時，才可以同時使用接地端選擇公共參考電位。圖6b是IGBT上集-射極電壓Uce波形。由于全橋式逆變電路中IGBT相互間的電路信號是非隔離的，不能用普通探頭進行多蹤示波，該電壓波形是用高壓隔離探頭測得，示波器讀數(shù)為實際數(shù)值的1/50。由波形可知，lGBT工作正常。在橋式逆變電路中影響Uce波形的，除驅(qū)動的影響外還有其他多種因素，在此不多做闡述。由實驗結(jié)果可知，該驅(qū)動電路能使主電路安全工作。

　　圖6 實驗結(jié)果波形

　　5. 結(jié)論

　　針對全橋逆變電路，用分立元件設計出IGBT模塊的驅(qū)動電路。四路驅(qū)動波形嚴格一致，相位精確，柵極信號前沿陡峭。實驗果表明：研制的驅(qū)動電路完全符合IGBT的驅(qū)動要求，能夠使IGBT可靠工作，具有一定的實用價值。

　　igbt逆變器緩沖定律：

　　1 引言

　　緩沖電路也稱為吸收電路，它是大功率變流技術(shù)中必不可少的組成部分。

　　緩沖電路的主要作用是用來控制IGBT 等功率器件的關(guān)斷浪涌電壓和續(xù)流二極管恢復浪涌電壓，減少開關(guān)損耗。充分利用IGBT的功率極限。

　　應該指出，緩沖電路之所以可以減小功率器件的開關(guān)損耗，是因為將開關(guān)損耗從器件本身轉(zhuǎn)移至緩沖器上，目的是使功率器件坦耗減少，保證安全工作，但總的開關(guān)損耗并來減少。

　　2 IGBT緩沖電路的特點和類型

　　IGBT緩沖電路和傳統(tǒng)GTR緩沖電路特點不同，主要表現(xiàn)在：①IGBT的安全工作區(qū)范圍較大，緩沖電路不需要保護抑制那種伴生達林頓GTR的二次擊穿超限，，只需控制瞬態(tài)電壓。②一般應用中，IGBT的工作頻率比達林頓GTR的工作頻率要高得多，在每次開關(guān)過程中緩沖電路都要通過IGBT或自身放電，造成總的開關(guān)損耗較大。

　　設計IGBT緩沖電路應考慮的因素主要有：功率電路的布局結(jié)構(gòu)、功率等級、工作頻率和成本。

　　圖1所示為3種通用的IGBT緩沖電路。圖la所示緩沖電路由一個無感電容并在IGBT模塊的Cl和E2之間。這種緩沖電路適用于小功率等級，對抑制瞬變電壓非常有效且成本較低。隨著功率級別的增大，這種緩沖電路可能會與直流母線寄生電感產(chǎn)生振蕩。緩沖電路圖lb可以避免這種情況，該緩沖電路中的快恢復二極管可箝位瞬變電壓，從而抑制諧振的發(fā)生。這種緩沖電路的RC時間常數(shù)τ應設為電路開關(guān)周期的1/3左右，即：τ≈T/3=1/（3？）。但是，在功率等級進一步增大的情況下，圖lb型緩沖電路的回路寄生電感則變得很大，以至于不能有效地控制瞬變電壓。這種大電流電路可采用緩沖電路圖lc，該型緩沖電路既可有效地抑锏振蕩而且還具有回路寄生電感較小的優(yōu)點，缺點是成本較高。在超大功率電路中，為了減小緩沖電路中二極管的應力，可以采取圖la，c型緩沖電路同時使用的方法。

　　圖1 通用IGBT緩沖電路 圖2所示為圖lc型緩沖電路的典型關(guān)斷電壓波形。圖中起始電壓的尖峰（△V1）是由緩沖電路的寄生電感和緩沖二極管的正向恢復聯(lián)合引起的。如果緩沖二極管采用與IGBT 匹配的快恢復二極管，則該電壓尖峰主要取決于緩沖電感Ls，在此情況下，可估算出△V1為

　　△V1=Ls·di/dt （1）

　　式中 Ls——緩沖電路的等效寄生電感

　　di/dt——關(guān)斷瞬間或二極管恢復瞬間的di/dt

　　在典型的IGBT功率電路中，最嚴重情況下的di/dt接近0.02Ic/ns。如果△V1的限制已確定，則可用di/dt值來估算緩沖電路允許的最大電流為400A，△V1限定為100V，則最差情況下的di/dt約為

　　di/dt=0.02&TImes;400=8A/ns

　　用（1）式解得：Ls=△V1/di/dt=100÷8=12.5nH

　　通過上面計算我們可以得知大功率IGBT電路必須有極低電感量的緩沖電路，否則將不能很好的抑制瞬變電壓。

　　圖2 采用緩沖電蘑的典型關(guān)斷電壓波形

　　在設計緩沖電路時，應考慮到緩沖二極管內(nèi)部和緩沖電容引線的寄生電感。利用小二級管和小電容并聯(lián)比用單只二極管和單只電容的等效寄生電感小，并盡量采用低感或無感電容。另外，緩沖電路的設計應盡可能近地聯(lián)接在lGBT模塊上。以上措施有助于減小緩沖電路的寄生電感。

　　圖2所示的關(guān)斷初始浪涌電壓之后，隨著緩沖電容的充電，瞬態(tài)電壓再次上升，第二次上升峰值電壓△V2是緩沖電容和直流母線寄生電感的函數(shù)?？梢杂媚芰渴睾愣蓙泶_定△V2。

　　式中 Lp——母線寄生電感

　　i——工作電流

　　C——緩沖電容值

　　△V2——緩沖電壓峰值

　　如果已確定△V2的限定值，則對給定的功率電路可用式（2）確定緩沖電容的數(shù)值

　　實際的功率電路設計中可采用以下措施來減小所需電容值：①采用平板式匯流母線，正負極重疊在一起，中間用隔緣板隔開，以獲得最小母線寄生電感；②因為C值與關(guān)斷電流的平方成正比，所以采取必要的限流技術(shù)采限制功率電路的最大電流；③因為C值反比于△V2的平方，所以若允許△V2與IGBT的VCES之間有一定的裕度則可使緩沖電容值明顯減小。

　　表 l給出一組緩沖電路推薦設計值，其中主母線電感為表中設定的目標值，并設定di/dt=0.02Ic/ns，過沖電壓△V1=100V。以這組數(shù)值為參考可以為緩沖電路設計提供方便。

　　4 結(jié)論

　　緩沖電路設計的好壞，直接關(guān)系到逆變器等功率電路能否正常，安全地工作。實驗表明，一個設計合理的緩沖電路不僅可以有效地降低開關(guān)應力，抑制高頻振蕩，而且可以癢低開關(guān)損耗，提高工作頻率。實際應用中，最好將緩沖電路設計在一塊印刷電路板上，整體安裝在IGBT模塊上的匯流母線上，以達到最佳效果。