模數(shù)轉(zhuǎn)換器與嵌入式微處理器的接口技術(shù)

ADC比較器

圖2顯示了sigma-delta、逐次逼近和閃速轉(zhuǎn)換器的分辨率范圍，同時(shí)還給出了每種轉(zhuǎn)換器類型的最大轉(zhuǎn)換速率。如圖所示，sigma-delta ADC的轉(zhuǎn)換速率在逐次逼近ADC的轉(zhuǎn)換速率范圍以內(nèi)，但比不上轉(zhuǎn)換速率最低的閃速轉(zhuǎn)換ADC。表中沒有給出速率和精確度的折衷結(jié)果。例如，可以找到8至16位的逐次逼近ADC，但在給定的系列產(chǎn)品中16位ADC的轉(zhuǎn)換速率并不是最快的；而且在閃速ADC中，速率最快的不是12位ADC，而是6位或8位ADC。

上述圖表簡要描述了ADC技術(shù)的當(dāng)前發(fā)展?fàn)顩r。隨著CMOS工藝的不斷改進(jìn)，逐次逼近轉(zhuǎn)換的時(shí)間已由以前的數(shù)十微秒迅速下降至數(shù)微秒。雖然并非所有的技術(shù)進(jìn)步都將對所有類型的轉(zhuǎn)換器產(chǎn)生影響，CMOS工藝的改進(jìn)仍將提高各類轉(zhuǎn)換器的速率，但在ADC芯片上添加更為復(fù)雜的DSP功能并不能改進(jìn)逐次逼近轉(zhuǎn)換器的性能。DSP功能可以改進(jìn)sigma-delta型ADC，因?yàn)樵摦a(chǎn)品可以在芯片上添加更好、更快，也更復(fù)雜的濾波器。

采樣與保持

ADC轉(zhuǎn)換直流信號的工作原理簡單明了。但如果在轉(zhuǎn)換期間輸入信號的變化超過一個(gè)最低有效位(LSB)，ADC將得到不正確(或至少是不精確)的結(jié)果。減小誤差的一種方法是在ADC之前添加低通濾波器，并選擇適當(dāng)?shù)膮?shù)以保證ADC的輸入在一個(gè)轉(zhuǎn)換周期中的變化不超過一個(gè)最低有效位。

處理變化的輸入信號的另一種方法是在ADC之前添加采樣－保持(S/H)電路，圖3顯示了采樣－保持電路的工作原理。S/H電路具備帶有控制輸入的模擬(固態(tài))開關(guān)，當(dāng)開關(guān)閉合時(shí)，輸入信號將連接至保持電容，而緩沖器的輸出將跟蹤輸入。當(dāng)開關(guān)開啟時(shí)，輸入信號將與保持電容斷開。

圖中還給出了S/H的工作波形，S/H輸入連接一個(gè)緩慢上升的信號，當(dāng)控制信號較低時(shí)(采樣模式)，輸出將跟蹤輸入；隨著控制信號的增強(qiáng)(保持模式)，輸出將與輸入的保持電容斷開，并保持在S/H切換至保持模式時(shí)的輸入值。當(dāng)電路再次閉合，電容迅速充電，輸出再次跟蹤輸入。通常S/H在ADC轉(zhuǎn)換開始前切換至保持模式，而當(dāng)轉(zhuǎn)換結(jié)束后切回至采樣模式。

在理想條件下，保持電容不會發(fā)生漏電并且緩沖放大器具有無窮大的輸入阻抗，因此輸出將保持恒定。但在實(shí)際中，保持電容會漏電，而且緩沖放大器的輸入阻抗是有限的，因而輸出電平將隨著電容放電產(chǎn)生緩慢的漂移。

S/H電路在保持模式下保持輸出的性能取決于保持電容的質(zhì)量、緩沖放大器(主要是輸入阻抗)的特性和采樣/保持開關(guān)(實(shí)際的電子開關(guān)在開路時(shí)總會有漏電)的質(zhì)量。保持模式下輸出呈現(xiàn)出的漂移量稱為固定偏差率(droop rate)，可用毫伏/秒、毫伏/微秒或微伏/微秒來表示。

實(shí)際中，S/H電路由于電子開關(guān)無法達(dá)到理想狀況而具有有限的輸入阻抗。這意味著在采樣模式下，保持電容需要通過某些電阻進(jìn)行充電，這限制了S/H可獲取的輸入速率。S/H在采樣模式下為獲得滿刻度輸入所必須保持的采樣時(shí)間稱為采集時(shí)間，單位是納秒或微秒。

采樣時(shí)一些電阻與保持電容相串聯(lián)，這樣的效果等同于低通RC濾波器。這無疑限制了S/H所能獲取的最大頻率，該頻率稱為滿功率帶寬，單位是千赫或兆赫。

如前所述，由于電子開關(guān)無法達(dá)到理想狀況，某些輸入信號將出現(xiàn)在輸出中，即便在保持模式下也是如此，這種狀況稱為饋通，單位是分貝。

輸出偏移表示輸入信號與輸出信號之間的差異，S/H電路數(shù)據(jù)表通常以毫伏的形式表示保持模式下的偏移和采樣模式的偏移。

應(yīng)用軟件

使用S/H的ADC系統(tǒng)必須能處理硬件異常情況。在某些系統(tǒng)中，軟件通過端口或寄存器輸出位直接控制S/H的控制輸入。S/H通常置為采樣模式，而軟件必須滿足采集時(shí)間要求。在某些系統(tǒng)中，這項(xiàng)工作的完成僅僅只需將S/H置為采樣模式，直到需要轉(zhuǎn)換為止。

當(dāng)S/H置為保持模式后，另一位(或?qū)懭氲刂罚蜻M(jìn)行其它操作)將啟動(dòng)ADC。轉(zhuǎn)換完成后，軟件將讀取結(jié)果。然而，一旦異常中斷(或出現(xiàn)最壞情況的中斷堆棧)導(dǎo)致S/H的輸出電路變化至少一個(gè)最低有效位，將會出現(xiàn)問題。這種情況一旦發(fā)生，軟件必須在S/H切換至保持模式之前禁止中斷，并在開始轉(zhuǎn)換之前開放中斷，這樣就能保證ADC在發(fā)生S/H偏差之前完成轉(zhuǎn)換工作。

軟件還必須能調(diào)節(jié)S/H的充電時(shí)間。當(dāng)電子開關(guān)閉合并與S/H電容的輸入信號連通時(shí)，電容必須在有限的時(shí)間內(nèi)充電，因?yàn)榇藭r(shí)開關(guān)和任何驅(qū)動(dòng)輸入的電源都將具有非零阻抗。如果這些阻抗之和充分大，軟件將需要增加延遲，以使得保持電容在轉(zhuǎn)換之前，在終值的一個(gè)最低有效位變化以內(nèi)有充分的時(shí)間進(jìn)行充電。

內(nèi)部微控制器ADC

許多微控制器均帶有片上ADC。典型的器件包括Microchip的PIC167C7xx系列產(chǎn)品和Atmel的AT90S4434。大多數(shù)微控制器ADC采用逐次逼近法，因?yàn)檫@種方法能對轉(zhuǎn)換速率和微控制器裸片空間成本進(jìn)行最佳折衷。

PIC16C7xx微控制器包含一個(gè)帶有模擬輸入多路復(fù)用器的8位逐次逼近ADC。該系列微控制器具有4至8個(gè)通道，內(nèi)部寄存器控制所選的通道并啟動(dòng)轉(zhuǎn)換。輸入一旦選定，在啟動(dòng)A/D轉(zhuǎn)換之前，必須經(jīng)過一段穩(wěn)定時(shí)間使S/H電容充電。軟件必須保證上述操作所需的延遲時(shí)間。

轉(zhuǎn)換精確度

一些微控制器(如Microchip系列產(chǎn)品)允許使用一個(gè)輸入引腳作為參考電壓，該引腳通常與某種精密參考電源相連。轉(zhuǎn)換后從A/D轉(zhuǎn)換器上讀取的值為：

(Vin/Vref)×256

某些微控制器使用電源電壓作為參考。在5V系統(tǒng)下，這意味著Vref為5V。因此采用8位ADC測量3.2V信號將得到如下結(jié)果：
(Vin×256)/Vref =(3.2v×256)/5V =16310 =A316

然而得到的結(jié)果還取決于5V電源值。如果電源電壓超過1％，即為5.05V，那么A/D轉(zhuǎn)換的結(jié)果將為：

(3.2V×256)/5.05V=16210=A216

因此電源電壓1％的變化將導(dǎo)致轉(zhuǎn)換結(jié)果計(jì)數(shù)改變1。典型電源的電壓變化范圍為2%或3%, 因此電源電壓的變化將對轉(zhuǎn)換結(jié)果產(chǎn)生顯著的影響。電源電壓的輸出常常受到電源間負(fù)載、溫度、交流輸入變化的影響。

這里提出了一個(gè)影響所有ADC設(shè)計(jì)的問題：參考電壓的精確度。典型的ADC參考電壓可為2.5V額定值，但可在2.47V和2.53V(這些數(shù)值來自數(shù)據(jù)表的實(shí)數(shù)部分)之間變化。如果采用10位的ADC，在上述給定的參考范圍極限條件下，轉(zhuǎn)換2V的輸入將得到如下結(jié)果：當(dāng)Vref=2.47V時(shí), 轉(zhuǎn)換結(jié)果=(2V×1,024)/2.47=82910；當(dāng)Vref = 2.53V時(shí),轉(zhuǎn)換結(jié)果=(2V×1,024)/2.53=80910。

各部分之間參考電壓的變化可導(dǎo)致輸出發(fā)生20個(gè)計(jì)數(shù)的變化。圖4顯示了參考變化對ADC結(jié)果的影響。盡管誤差的百分比在整個(gè)范圍內(nèi)維持不變，但ADC值越大，誤差值顯然也越大。