增強升壓型DC-DC瞬態(tài)響應的電路設計

隨著智能手機和平板電腦等移動設備的應用，電源管理技術受到更多關注。其中，升壓型DC—DC轉換器以其低供電電壓、低功耗、高效率、高輸出電壓和大輸出電流等特點得到廣泛應用。

但對于升壓型DC—DC轉換器而言，系統(tǒng)本身存在右半平面零點，且其會隨著負載電流的增加而逐漸向低頻靠近。為保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性，通常會將系統(tǒng)帶寬限制在右半平面零點頻率的1/4～1/10處，因此系統(tǒng)帶寬比降壓型DC—DC轉換器小，故芯片環(huán)路瞬態(tài)響應也相對較慢。系統(tǒng)較慢的瞬態(tài)響應會嚴重影響升壓型DC—DC轉換器的芯片性能，此外也會因在負載跳變時輸出電壓的較大過沖和下降而損壞輸出相連器。因此，設計具有快速瞬態(tài)響應的升壓型DC—DC轉換器成為重要的研究課題。

本文設計了一種增強同步升壓型DC—DC轉換器的誤差放大器電路，該電路可在輸出負載變化時，調整誤差放大器電路的跨導和補償，從而提高環(huán)路的帶寬及環(huán)路的響應速度，以提高同步升壓型DC—DC的瞬態(tài)響應。

1 DC-DC轉換器的環(huán)路分析

傳統(tǒng)方式的同步升壓型DC—DC轉換器基本架構如圖1所示，該同步升壓型DC—DC轉換器采用電流模式控制方式，并采用PM為同步整流管，NM為功率管。輸出電壓通過FB反饋進入誤差放大器(EA)并與基準電壓做比較，將誤差信號放大后和功率管采樣信號與斜坡補償信號之和

進行PWM比較，產(chǎn)生占空比信號通過邏輯和驅動電路控制功率管和調整管的開關。

K2(s)為EA的傳輸函數(shù);Is為功率管的采樣電流;Rs為采樣電阻;L為儲能電感;Cout為輸出電容;RL為負載電阻。通過跨導運算放大電路和滯后補償電路構成基本的誤差放大器電路如圖2所示。

分析該電流模同步升壓型DC—DC的環(huán)路小信號，可得出系統(tǒng)環(huán)路傳輸函數(shù)的表達式為

由此可看出，傳統(tǒng)的EA補償電路中，EA的增益和補償?shù)牧慵夵c固定，因此環(huán)路的帶寬是固定的，且為了避免將右半平面零點包含在環(huán)路帶寬內，故系統(tǒng)帶寬較小，瞬態(tài)響應也相對較差。因此設計了一種可在負載跳變時，動態(tài)調整EA的增益及其補償零點來提高系統(tǒng)的單位增益帶寬，從而達到提高系統(tǒng)瞬態(tài)響應速度的目的。

2 誤差放大器的電路設計

提出的增強系統(tǒng)瞬態(tài)響應的誤差放大器電路如圖3所示，電路中Vdd為電源電壓，EN為使能控制信號，F(xiàn)B為輸出電壓的反饋信號，Vref為基準電壓，VL為98%的Vref電壓，而VH為102%的Vref電壓;Rt1和Rt22為EA的輸出補償電阻，Cc為補償電容;Rt1～Rt4為誤差放大器輸入級的源極反饋電阻，且Rt1=Rt3，Rt2=Rt4;COMP1和COMP2均為通常比較器，I1～I8為反向器電路，NAND1為與非門，而RH、CH和RL、CL分別組成低通濾波電路。電路在正常情況下，F(xiàn)B電壓基本與基準電壓Vref相等，EA的輸出電壓Vc控制電感電流大小。且此時FB的電壓>VL，因此比較器COMP1的輸出電壓為低，同時VH電壓>FB，故COMP2輸出低電平，此時S1為高電平而S2為低電平，因此開關管M30～M31以及M32關，EA正常工作。而在負載跳變時，若由輕載跳變到重載，則FB瞬間變低使得比較器COMP1翻轉，S1跳低而S2為高，則誤差放大器的源級隨電阻變小，且輸出補償電阻變大，使得系統(tǒng)的帶寬變大;而當負載從重載跳變到輕載時，輸出電壓會瞬間過沖，F(xiàn)B也隨之升高，若FB使得COMP2翻轉，則S1也將同樣調低，增大系統(tǒng)帶寬，提高系統(tǒng)的瞬態(tài)響應。若FB電壓過高，則信號Over_vref也將跳高，使得Vc電壓被M28拉低，補償電阻被M29短路，從而加速Vc恢復正常。電容C1為確保正常情況下Over_vref為低，而當FB過高時，M27所在支路關斷，可快速將C1電壓拉低，使Over_vref跳高，從而防止輸出電壓過沖較大。

該誤差放大器的等效電路如圖4所示，其中補償電阻RCX等效為可變電阻，而EA的跨導等效為可變電流。

可得出在負載跳變和正常情況下的傳輸函數(shù)分別為

其中，RO為EA的輸出電阻，gmX為EA的跨導，RCX為補償電阻。正常情況下，gmX=1/(Rt1+Rt2)，RCX=RC1;而在負載進行跳變的情況下，gmX=1/Rt1，則RCCX=RC1+RC2。由此可看出，相比正常情況，負載跳變時系統(tǒng)的增益提高，同時零點位置提前而極點位置后移，系統(tǒng)的帶寬展寬。

3 仿真結果

對于該同步升壓型DC—DC轉換器，在0. 25 μm CMOS工藝條件下，利用Cadence仿真工具進行仿真驗證，其仿真環(huán)境為：電源電壓Vin= 3.6 V，輸出電壓Vout=5 V，負載的跳變范圍為500 mA～2 A。圖5為傳統(tǒng)升壓型DC—DC的負載跳變波形，圖中IL為電感電流，Vout為輸出電壓，而Io為負載電流?？煽闯銎浠謴蜁r間為55μs，負載跳變時的輸出電壓過沖和下降為600 mV。圖6為本文提出的具有增強瞬態(tài)響應EA的升壓型DC—DC轉換器，其恢復時間為30μs，而輸出電壓的過沖和下降為380 mV。從圖中可看到，系統(tǒng)的瞬態(tài)跳變恢復時間比傳統(tǒng)的同步升壓型DC—DC轉換器減少了45%，且輸出電壓的上沖和下降值也減少了35%。

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