A/D轉(zhuǎn)換器測(cè)試技術(shù)及發(fā)現(xiàn)ADC中丟失的代碼

A/D轉(zhuǎn)換器的量化噪聲、丟失位、諧波失真以及其他非線性失真特性都可以通過(guò)分析轉(zhuǎn)換器輸出的頻譜分量來(lái)判定。

確定由上述這些非線性特性所引起的轉(zhuǎn)換器性能的下降并不困難，因?yàn)檫@些都呈現(xiàn)為A/D轉(zhuǎn)換器的輸出噪聲中的一些雜散頻譜分量以及背景噪聲的增加。傳統(tǒng)的測(cè)量方法是將模擬的正弦電壓加到A/D轉(zhuǎn)換器的輸入端，然后測(cè)量轉(zhuǎn)換器的數(shù)字化時(shí)域輸出采樣的頻譜。

可以利用FFT來(lái)計(jì)算A/D轉(zhuǎn)換器輸出采樣的頻譜，但是為了改善頻譜測(cè)量的靈敏度，必須將FFT頻譜泄漏減到最小。但對(duì)于高性能的A/D轉(zhuǎn)換器測(cè)試，傳統(tǒng)的時(shí)域開(kāi)窗無(wú)法足夠地降低FFT泄漏。

解決FFT泄漏的訣竅是采用頻率是A/D轉(zhuǎn)換器時(shí)鐘頻率整數(shù)倍的模擬正弦輸入電壓，如圖1(a)所示。該頻率為mfs/N，m是整數(shù)，fs是時(shí)鐘頻率(采樣率)，而N是FFT點(diǎn)數(shù)。當(dāng)理想A/D轉(zhuǎn)換器的模擬輸入為N = 128轉(zhuǎn)換器輸出的8個(gè)周期采樣正弦波時(shí)，圖1(a)中x(n)是其時(shí)域輸出。

圖1：當(dāng)輸入為一個(gè)模擬的8fs/128 Hz正弦曲線時(shí)，理想A/D轉(zhuǎn)換器的模擬輸入為：(a) 輸出時(shí)域采樣；(b) 以dB為單位的幅值。

該例中，輸入頻率被歸一化到采樣率fs，即8fs/128 Hz。mfs/N定義了離散傅里葉變換(DFT)的分析頻率，或頻率段中心(bin center)，頻率位于頻率段中心的DFT輸入正弦曲線不會(huì)引起頻譜泄漏。

在圖1(b)中，用對(duì)數(shù)坐標(biāo)繪制了x(n)的128點(diǎn)FFT的前半部分，輸入頻率剛好位于m=8的頻率段中心，F(xiàn)FT泄漏得到了有效減小。特別地，如果采樣率為1MHz，則A/D的模擬輸入頻率將必須精確為8(106/128) = 62.5 kHz。

為了實(shí)現(xiàn)這一方案，需要確保模擬測(cè)試信號(hào)源與A/D變換器的時(shí)鐘頻率fs Hz保持精確同步。這也正是為什么A/D轉(zhuǎn)換器測(cè)試過(guò)程被稱(chēng)作為相干采樣的原因。

也就是說(shuō)，模擬信號(hào)發(fā)生器和提供fs的A/D時(shí)鐘發(fā)生器在頻率上不能有彼此的漂移，必須保持相干(從語(yǔ)義上必須注意，有時(shí)候正交采樣也被稱(chēng)作為相干采樣，不過(guò)正交采樣與這里的A/D轉(zhuǎn)換器測(cè)試過(guò)程無(wú)關(guān))。

正如所預(yù)見(jiàn)的那樣，m中的某些值比其他的一些有利。注意圖1(a)中，當(dāng)m=8時(shí)，A/D轉(zhuǎn)換器只輸出9個(gè)不同的幅度值。這些值不斷地反復(fù)。如上圖2中所示，當(dāng)n=7時(shí)，就要比9個(gè)不同的A/D輸出值多很多。

圖2：7周期的正弦A/D轉(zhuǎn)換器輸出。

選m為一個(gè)奇素?cái)?shù)

由于最好能夠測(cè)試盡可能多的A/D輸出二進(jìn)制字，同時(shí)又要保持量化噪聲足夠隨機(jī)，A/D測(cè)試方案的用戶(hù)發(fā)現(xiàn)了另一個(gè)竅門(mén)。他們發(fā)現(xiàn)當(dāng)m選為奇素?cái)?shù)(3、5、7、11)時(shí)，能夠?qū)/D輸出字的重復(fù)減到最小。

下面的圖3(a)顯示了一個(gè)非線性A/D轉(zhuǎn)換器工作的一個(gè)極端例子，有幾個(gè)離散輸出將采樣位下降到m=8的時(shí)域x(n)中。圖3(b)提供了這種失真的x(n)的FFT，與圖1(b)進(jìn)行比較，可以看到噪聲背景增加了，這是因?yàn)锳/D轉(zhuǎn)換器的非線性所致。

圖3：非理想的A/D轉(zhuǎn)換器輸出表現(xiàn)出幾個(gè)丟失位：(a)時(shí)間采樣；(b)頻譜幅值(單位dB)。