寬頻帶接收系統(tǒng)的建模與仿真

2 混頻方案的設(shè)計(jì)及合理性分析
由于30~3 000 MHz的寬頻帶覆蓋范圍，如果直接采用高本振4 030～7 000 MHz的變頻處理。接收機(jī)的結(jié)構(gòu)會(huì)比較簡單。但是4 000 MHz混頻器的設(shè)計(jì)或購買很困難，即使在如此高的頻率實(shí)現(xiàn)與其他器件的耦合，接收機(jī)的其他參數(shù)要求也很困難。因此，基于現(xiàn)階段技術(shù)水平，此方案不可取。考慮到成本、性能，以及實(shí)現(xiàn)的難易程度，將某一些頻段做多次變頻，通過高本振，低本振的方法，最后將整個(gè)頻段統(tǒng)一混頻到同定的中頻上。
整個(gè)混頻過程：30～1 000 MHz的頻段多做一次上變頻，第一中頻為1 200 MHz，然后與第二本振LO2混頻到第二中頻600 MHz，最后與第三本振LO3混頻到第三中頻70 MHz，過程如圖1所示。而2～3 GHz的頻段只需兩次混頻即可降到70 MHz；1～2 GHz的頻段與高本振LO2(1.6-2.6 GHz)混頻到第二中頻600 MHz，再與第三本振LO3(529～531 MHz)混頻到第三中頻70 MHz，其過程如圖2所示。2～3 GHz的頻段與低本振LO2(1.4～2.4 GHz)混頻到第二中頻600 MHz，最后與第三本振LO3(529～531 MHz)混頻到第三中頻70 MHz，其過程如圖3所示。

由以上分析可知，30～3 000 MHz寬頻帶信號(hào)要進(jìn)行2～3次混頻處理。從混頻器寄生響應(yīng)的角度。在理論上分析以上的混頻設(shè)計(jì)是否合理。首先建立如下混頻器的數(shù)學(xué)模型。混頻器的輸出電流，可以用其輸入電壓V的冪級(jí)數(shù)表示，即

當(dāng)混頻的兩個(gè)輸入為本振信號(hào)VLexp(jωLt)和射頻信號(hào)VRexp(jωRt)之和，即

將式(2)代入式(1)，得出預(yù)期的頻譜特性。結(jié)果如圖4所示?；祛l器除了產(chǎn)生所需要的頻率外，還有許多其他的頻率組合分量，即|mωR±nωL|，其中m，n為正整數(shù)。除了所需要的頻率|ωR-ωL|外，其他頻率為虛假信號(hào)或寄生信號(hào)。

圖4縱軸為歸一化輸出頻率(H-L)／L，橫軸為歸一化輸入頻率L／H的變化，各實(shí)線表示混頻一次分量(H-L)及各高次方項(xiàng)產(chǎn)生的寄生效應(yīng)。為了簡化圖4，不管是高本振還是低本振，較高的輸入頻率以H表示，較低的輸入頻率以L表示。除(H-L)外，其他所有線都表示寄生信號(hào)輸出，其最高階寄生信號(hào)為6，用6H和6L表示。
根據(jù)以上混頻設(shè)計(jì)，30～3 000 MHz寬頻帶信號(hào)要進(jìn)行2～3次混頻處理，射頻通帶混頻產(chǎn)生的中頻通帶分別對(duì)應(yīng)圖4中的A，B，C 3個(gè)區(qū)域，3個(gè)區(qū)域的任何延伸都會(huì)引起中頻頻率的重疊，而且這時(shí)的重疊不能由中頻濾波改正。由圖4看出，區(qū)域A，B，C兩端的寄生中頻頻率分別為：6L-2H、2H-3L；4H-6L、3H-4L；4H-5L、5H-6L，這些都是混頻器冪級(jí)數(shù)模型中相當(dāng)高的高次方項(xiàng)，其幅度很低，可以忽略。即使瞬時(shí)射頻帶寬的延伸引起中頻頻率重疊，對(duì)所需要的中頻頻率影響不大。由以上分析可知，該變頻設(shè)計(jì)方案能提供較好的寄生響應(yīng)抑制。

3 寬帶射頻接收系統(tǒng)仿真圖
通過前面的討論可知，最終設(shè)計(jì)的接收機(jī)選擇3次(30-1 000 MHz)混頻或2次混頻(1-3 GHz)的超外差混頻結(jié)構(gòu)，將30～3 000MHz寬帶射頻頻率下變頻至70 MHz。整個(gè)射頻接收前端系統(tǒng)的仿真如圖5所示。