一種新穎的無源無損緩沖電路的分析與工程設計

關鍵詞：緩沖電路；無源；無損；諧振

1 概述

在各種形式的開關變流器中，為了減小功率管的電流、電壓及熱應力，降低損耗，提高變流器效率，減小電磁干擾，提高開關頻率和增加變流器功率密度，廣泛采用了軟開關技術。作為軟開關技術的一種，無源無損緩沖電路通過在主電路中附加電容、電感及二極管等無源元器件，使主開關具有零電壓、零電流開關條件，并且由于能將緩沖電路上的儲能全部傳遞給負載，從理論上講緩沖電路是沒有損耗的，這也有利于提高變換器的效率。

圖1中所示的是一種新穎的無源無損緩沖電路拓撲，可分別應用于Buck電路和Boost電路，特別是在高開關頻率和中大功率場合。該緩沖電路能使主開關S在零電流開通（ZCON）和零電壓關斷（ZVOFF）條件下工作，極大降低了開關管在這種同時處于高電壓和大電流換流條件下的電路中所承受的應力，而且還能有效地抑制主二極管D的反向恢復電流。這種緩沖電路拓撲相對簡單，使用的元器件數目較少，具有較強的工程實用價值。2無源無損緩沖電路工作過程分析以Buck電路為例，圖2和圖3分別描繪了該無源無損緩沖電路各階段的工作過程與相應波形。

圖2

階段1〔t0，t1〕――零電流開通t0時刻S導通，由于緩沖電感Lr的存在，開關管中的電流緩慢上升，S獲得了零電流開通（ZCON）條件。該階段中，輸入電壓直接施加在Lr上，其電流線性下降，因此S中的電流線性上升。另一方面，階段1也是D進行反向恢復的過程。由于Lr的存在，極大抑制了D的反向恢復電流，并使反向恢復過程中的電壓尖峰大大削弱。在分析中不考慮反向恢復過程，t1時刻當Lr中的電流下降到零時D截止，階段2開始。

階段2〔t1，t2〕――Cr復位t1時刻Cr上電壓為Vin，Cs上電壓為0，通過Lr的電流為0。在由S，Lr，Cs，Ds2，Cr構成的諧振回路中，Cr中的電荷將通過Cs和Lr釋放掉，Cs上電壓開始上升，D開始承受反向壓降，其變化規(guī)律滿足式（1），即

vD=Vin－vCr＋vCs （1）

t2時刻Cr上的電壓降為0，為S的零電壓關斷（ZVOFF）創(chuàng)造條件，這時通過S的電流達到最大值，即

同時Lr上的電流也達到反向最大值。

階段3〔t2，t3〕――Lr復位t2時刻當Cr上的電壓降為0后，Ds1導通，此時Lr上的電流最大。Lr和Cs通過Ds1及Ds2構成諧振回路，存貯在Lr中的能量通過諧振釋放到Cs中，Cs上的電壓繼續(xù)上升。由于Lr僅同Cs進行諧振，因此階段3的持續(xù)時間要長于階段2。t3時刻當Lr中電流降為0，Ds1及Ds2截止，諧振過程結束。Cs上的電壓達到最大值，即

在此階段中，D所承受反向電壓的變化規(guī)律為

vD=Vin＋vCs （4）

階段4〔t3，t4〕緩沖電路停止工作，電路進入正常的PWM開通階段。與普通硬開關PWMBuck電路導通階段不同的是，由于在本階段開始時D承受的反向電壓達到峰值并大于輸入電壓Vin，這并不是一個穩(wěn)定的狀態(tài)，這部分多余的能量將通過D的結電容與Lr經Vin構成諧振回路而釋放掉，vD振蕩下降，到t4時刻穩(wěn)定在輸入電壓Vin。

階段5〔t4，t5〕――零電壓關斷t4時刻vgs=0，由于Cr的存在，S獲得了零電壓關斷（ZVOFF）。S關斷后，電流I全部轉移到Cr中，其端電壓迅速上升。t5時刻當其電壓上升到（Vin－vCs?peak）時，本階段結束，階段6開始。

階段6〔t5，t6〕t5時刻Ds3導通，Cs開始放電，通過Lr的電流逐漸增大。同時Cr繼續(xù)充電。為了在下一個開關周期中使S獲得零電流開通條件，Cr的端電壓必須在本階段中達到輸入電壓Vin，為此需要滿足式（5），即

若式（5）中的I=Imin，則式（5）轉換為

(Imax/Imin)kc （6）

t6時刻當vCr等于Vin時，Ds2導通，本階段結束，階段7開始。

階段7〔t6，t7〕本階段中，Cs繼續(xù)放電，使通過Lr中的電流繼續(xù)增大。同樣，為了在下一個開關周期中使S獲得零電流開通條件，通過Lr的電流必須在本階段中達到I，這需要滿足式（7），即

t7時刻當緩沖電感電流iLr達到I時，Ds1及Ds2截止，本階段結束。

階段8〔t7，t8〕本階段中，通過Lr的電流iLr恒為I，Cs繼續(xù)放電，其端電壓線性下降。t8時刻當vCs降為0時，Ds3截止，D導通，本階段結束。

階段9〔t8，t0〕緩沖電路停止工作，電路進入正常的PWM關斷階段，直到S下一次開通。

設ωr=，Zr=，則S導通過程中緩沖電路工作時間ton=t3－t0，即

3 無源無損緩沖電路參數設計

緩沖電路的參數設計思路及過程如下。

當S在硬開關條件下開通時，由于D的反向恢復過程造成較大的電流和電壓過沖，使得S的損耗大大增加。加入緩沖電路后，因Lr的存在使得通過S的電流在開通時緩慢上升，另一方面，開通過程中其漏源電壓也不再被嵌在Vin，從而能降低損耗。假設S漏源電壓在時間ton內線性下降到0，則開通損耗可以用式（10）表示，即

S關斷時，對于MOSFET而言，由于Cr的存在使相當一部分電流從緩沖電容Cr中流過，即

is=I－Cr(dvds/dt) （11）

有效降低了關斷損耗。由米勒效應可知

dvds/dt=ig/Cdg （12）

式中：ig=(Vt+I/gfs)/Rg；

Cdg為米勒電容；

Vt為MOSFET開啟閾值電壓；

gfs為跨導；

Rg為柵極驅動電阻。

因此，MOSFET關斷損耗可以用式（13）估算，即

Woff=(ICdg/ig-Cr)Vin/2－Wcd （13）

式中：CrICdg/ig-2Wcd/Vin，否則Woff=0；

Wcd是漏源寄生電容中存儲的能量。

忽略漏源寄生電容中存儲的能量Wcd，加入該無源無損緩沖電路后主開關MOS管的損耗即可按式（14）估算，即

因此，從減小MOSFET開關損耗的角度考慮，緩沖電容Cr可以取得最優(yōu)值，即

Cropt=(ICdg/ig)=(IRgCdg/Vdrive) （15）

式中：Vdrive為驅動電路輸出的驅動信號高電平值。

據式（14），緩沖電感Lr增大，MOS管的開關損耗變??；另一方面，由式（8）和式（9）可知，在其它條件不變的情況下，Lr越大，緩沖電路在MOS管開通和關斷過程中工作的時間ton與toff就越長，為保證電路正常工作，須滿足

ton≤DminTs，toff≤(1－Dmax)Ts (16)

因此，緩沖電感Lr的取值應在保證適當的ton及toff的條件下盡可能的大，以降低S損耗。式（8）中當I=Imax時ton最大，式（9）中當I=Imin時toff最大，即為緩沖電路工作時間的最差情況，在該條件下將式（8）及式（9）代入式（16），可求得諧振角頻率ωr的最大值，記為ωrm。于是，可知緩沖電感Lr的最優(yōu)值Lropt為

Lropt=1/wrmCropt (17)

式中：ωrm為ωr的最大值；

Cropt為Cr的最優(yōu)值。

綜上所述，該無源無損緩沖電路的參數可以按照下面的步驟進行設計。

1）設Zr=，式（7）得以滿足，這是為了在階段7中使Lr中的電流能恢復到I，以保證S在下一次開通過程中獲得零電流開通條件。

2）可取x=Cr/Cs=0.05，x的取值須滿足式（6），xkc=4.5，同樣是為了保證S的ZCON條件。較小的x值使得該條件更容易滿足。另一方面，由式（3）及式（4）可知，較小的x值還有利于降低D的電壓應力。

3）按照前述的方法求出滿足ton≤DminTs，toff≤(1－Dmax)Ts條件的最大的ωr值ωrm。

4）按照式（18）、式（19）和式（20）計算經過優(yōu)化后的Cr，Cs和Lr參數，即

Cropt=IRgCdg/Vdrive （18）

Lropt=1/wrmCropt （19）

Csopt=Cropt/0.05 （20）

4 實驗結果

一個400V輸入，110V/10A輸出的帶有該無源無損緩沖電路的Buck變換器驗證了其工作原理和優(yōu)點。

該變換器的規(guī)格和按照前述方法設計的緩沖電路的主要參數如下：

輸入電壓Vin400V；

輸出電壓Vo110V；

輸出電流Io0～10A；

開關頻率fs100kHz；

滿載效率94％；

主開關SIRFPS37N50A；

整流二極管DDSEI30－06A；

濾波電感L300μH；

輔助二極管Ds1～Ds3HFA25TB60；

諧振電容Cr3.3nF，Cs66nF；

緩沖電感Lr1μH。

圖4給出了樣機在1000W輸出時緩沖電感Lr上的電流波形，可以看出，與圖3中分析的理論波形一致，S實現了ZCON。所設計的緩沖電路的狀態(tài)僅在S換流過程中發(fā)生改變，其持續(xù)時間并不影響主電路正常的PWM工作模式。圖5所示為S柵極驅動電壓和漏源電壓對比波形，由圖5中可以看出，在S關斷過程中，首先柵極驅動電壓下降到S的開通閾值，在此過程中漏源電壓幾乎保持不變，然后S關斷，此時漏源電壓迅速上升，從而實現了ZVOFF。圖6中為D兩端的電壓波形，由于Lr的存在抑制了D的反向恢復電流，使D關斷時的電壓尖刺被大大削弱，在實驗波形中幾乎已看不到。D反偏時端電壓的振蕩和開通時存在的電壓緩降過程與圖3中的理論分析一致。

5 結語

實驗結果表明，這種新穎的無源無損緩沖電路實現了主開關的零電流開通和零電壓關斷，能有效降低其電流、電壓和熱應力，并抑制主功率二極管的反向恢復電流，減小EMI，提高變流器效率。而且，這種緩沖電路結構簡單，易于設計和實現，具有較強的工程實用價值。