一種新穎的有源箝位ZVS―Boost變換器

0 引言
在中大功率領域中，為了實現(xiàn)高功率因數(shù)、低輸入電流THD，應用最廣的電路拓撲是Boost拓撲。但這種技術的最大缺點是整流二極管的反向恢復問題。二極管的反向恢復阻止了開關頻率、功率密度和效率的提高。為了提高效率和功率密度，近年來提出了一此技術[1][2][3][4][5][6]來改善這種情況。使用兩個耦合輸入電感[1]，整流二極管的反向恢復得到了改善，而且電路比較簡單。但是開關損耗仍舊較高，并且二極管上的電壓振鈴較大。采用輔管換流電路[2]雖然主管可以實現(xiàn)ZVS，但輔管是硬開關。在文獻[3]中，雖然主管和輔管都可以實現(xiàn)ZVS，但是由于整流二極管的寄生電容，使整流二搬管承受電壓振鈴。采用一個輔助箝位二極管[4]，電壓振鈴可以消除。采用有源箝位，所有開關都能實現(xiàn)ZVS[3][6]，但是主管和副管串接在一起，開關管上的導通損耗大[5]，而在文獻[6]中，有源箝位電路過于復雜，采用的元器件數(shù)目相對多．這將會同時增加成本和導通損耗。為了同時減小輔助電路的元器件數(shù)量和導通損耗，本文提出了一種新穎的基于有源箝位ZVS-Boost變換器的單相功率因數(shù)校正器(PFC)來有效地改善上述問題。在不用多加任何磁性元件的情況下，使主管和輔管實現(xiàn)ZVS，消除了整流二極管的電壓振鈴，提高了效率和功率密度。

1 電路基本工作原理
電路原理圖如圖l所示。兩個輸入耦合電感可以共用一個鐵氧體磁芯，耦合電感的漏感用Lik表示，這個漏感用來減小Boost二極管Dt的反向恢復。耦合電感的匝比可以≥l。電容Cc是用來在一個開關周期內(nèi)為漏感Lk充放電，所以Cc的值較大，并且Cc上的電壓保持常數(shù)。電容Cs1，CDc,Csa,CD1是開關和二極管的寄生電容。輔管Sa和箝位二級管D1用來消除Boost整流二極管D1的振鈴。為了簡化分析，假設箝位電容Cc上的電壓Vc在一個周期內(nèi)保持不變，同時忽略Lin1和Lin2的紋波電流，并且取N1:N2=1來分析該電路的工作原理。
電路在一個周期內(nèi)可分為8個不同的工作模式，波形如圖2所示。圖3給出了相對于圖2波形的等效電路。下面對每個工作模式作具體地說明。

模式l[t0-t1]在t0時刻，主管S1導通，輸入電壓源Vin給電感Lin2充電。此時電流i2等于iin能量存儲在電感Lin2，存儲在電感Lin2上的能量在t0之前的時間段里由于耦合，完全傳遞到電感Lin1。此時，不考慮振鈴影響，D1和輔管Sa上的電壓為(Vo+Vc)。這個階段在t1時刻S1關斷時結束。

模式2[t1~t2]在t1時刻，S1關斷，所有的寄生電容在這段時間開始充放電。當S1的寄生電容Cs1充電壓vCs1達到[Vo+Vc]時，這個階段結束。Vc的電壓可通過式(1)計算。

式中：fs為開關頻率；
D為占空比。
模式3[t2~t3]在t2時刻vcs1的電壓充到(Vo+Vc)時．D1和Sa的體二極管導通。實現(xiàn)Sa的ZVS。在t2時刻，部分電流流過箝位二極管Dc，此時iDc=iinCD1/(CD1+Cs1+Csa)。因為CDc比其他的寄生電容小很多，所以可以忽略不計。在這個階段內(nèi)，電流iDc以斜率-Vc/Lik減少，同時i2也以與iDc同樣的斜率減少。當iDc下降到零時，這個階段結束。
模式4[t3~t4]在t3時刻iDc減小到零時，箝位二極管Dc關斷，i2繼續(xù)以斜率-Vc/Lik減小，當i2減小到-Iin時，這個階段結束，此時i1=2Iin。
模式5[t4~t5]在t4時刻，Sa關斷，此時寄生電容Csa和Cs1分別被充電和放電。當vsa的電壓達到(Vo+Vc)時，S1的體二極管導通，這個階段結束。
模式6[t5~t6]在t5時刻主管S1的體二極管導通．實現(xiàn)S1的ZVS。同時在t5時刻．D1和S1的換流開始，當iD1的電流減小到零時，這個階段結束。
模式7[t6~t7]在t6時刻iD1=0此時寄生電容Cd1將與漏感Lik諧振，當D1上的電壓vCD1為零時，這個階段結束。
模式8[t7~t8]在t7時刻vCD1=0,諧振期結束，此時，Dc導通。然后由于諧振，Iin和i2的差值電流流過Dc，并且以斜率-Vcs/Lik減少。當iDc=0時，這個階段結束。
這里只介紹一個周期的工作情況，下個周期如同這個周期一樣地循環(huán)，在這里不做重復說明。

2 實驗結果
為了驗證上述的工作原理和理論分析，做了一個輸入為直流90～150V，輸出為直流350V，功率500W，頻率193 kHz的DC／DC變換器樣機。這個電路中所用到的參數(shù)如表l所列，其中所有的參數(shù)和圖I的主電路中所標注的是相對應的。圖4和圖5給出了主管和輔管的ZVS工作過程，從圖中可以發(fā)現(xiàn)主管S1和輔管Sa均實現(xiàn)了ZVS，并且它們的漏一源極電壓箝在DC 440V左右。圖6給出了整流二極管D1的電壓波形，從圖中可以看出二極管上的電壓振鈴被箝位二極管Dc消除了。圖7給出了在滿載情況下，流過Lin2的電流。圖8給出了輔管sa的電流波形。圖9給出了主管S1的電流波形。這些波形與上述理論分析基本一致。圖10給出了效率曲線，在輸入90V時，在375W左右效率最高，而在150V輸入時，效率在475W左右時最高。

3 結語
本文提出了一種新的ZVS-Boost DC／DC變換器，實驗結果很好地驗證了理論分析。采用一個簡單的有源箝位電路，所有的開關都實現(xiàn)了zvs，在高頻下實現(xiàn)了高效率。這種變換器也可以應用在功率因數(shù)校正方面，相對于傳統(tǒng)的硬開關CCMBoost功率田數(shù)校正，它具有高功率目數(shù)，高效率和低成本的優(yōu)點。